濾波器外文翻譯

1、<p><b>　　譯 文</b></p><p>　　應(yīng)用于高Q跨導(dǎo)一電容帶通濾波器的</p><p><b>　　線性跨導(dǎo)運(yùn)放設(shè)計(jì)</b></p><p><b>　　王 斌 楊華中</b></p><p>　　(清華大學(xué)電子工程系，北京 100084)<

2、/p><p><b>　　摘 要：</b></p><p>　　設(shè)計(jì)了一種具有高的直流增益的寬帶線性全差分跨導(dǎo)運(yùn)放。一方面，并聯(lián)一個(gè)工作在線性區(qū)的場(chǎng)效應(yīng)管來補(bǔ)償直流三階系數(shù)，得到了一種應(yīng)用于連續(xù)時(shí)間濾波器、增加跨導(dǎo)器飽和區(qū)輸入信號(hào)幅度的簡(jiǎn)單方法。另一方面，結(jié)合負(fù)電阻電路提高了輸出阻抗，實(shí)現(xiàn)高的直流增益而不需要額外的內(nèi)部結(jié)點(diǎn)，并減小了因有限直流增益和寄生電容引起的相位偏差

3、。將此全差分跨導(dǎo)運(yùn)放應(yīng)用于0．18um CMOS工藝二階帶通濾波器，在3．3V電源電壓、輸入峰峰值1V時(shí)，HSPICE仿真結(jié)果的總諧波失真小于40dB，中心頻率為20MHz，3dB帶寬為0．18MHz，即Q為110。</p><p>　　關(guān)鍵詞：線性跨導(dǎo)運(yùn)放；高直流增益；高品質(zhì)因數(shù)；帶通濾波器</p><p><b>　　引言</b></p><p

4、>　　近年來，隨著模擬和數(shù)字集成電路的高度發(fā)展，混合模/數(shù)混合系統(tǒng)得以實(shí)現(xiàn)?，F(xiàn)行的濾波器已實(shí)現(xiàn)了各種不同程度的集成，并可將多種設(shè)計(jì)技術(shù)運(yùn)用于完全連續(xù)時(shí)間濾波器的實(shí)現(xiàn)。高頻應(yīng)用中，跨導(dǎo)－電容(—C)方式是眾所周知的連續(xù)時(shí)間的積分基本塊。積分中的相位轉(zhuǎn)移過剩將影響高頻濾波器的頻率響應(yīng)，而運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(OTA)單元的優(yōu)化設(shè)計(jì)可以消除相位誤差。</p><p>　　為獲得高輸出阻抗并提高運(yùn)算跨導(dǎo)放大器電壓，可采用

5、負(fù)阻抗消除它的正向輸出電阻，同時(shí)也能補(bǔ)償運(yùn)算跨導(dǎo)放大器通過連續(xù)時(shí)間濾波器時(shí)因有限輸出阻抗引入的損失，提高Q值。負(fù)電阻電路(NRL)實(shí)現(xiàn)了高直流增益運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的大增益寬帶，并避免了積分器相位偏差。與其它廣泛運(yùn)用的增強(qiáng)技術(shù)相比，負(fù)電阻電路極點(diǎn)少，消耗的電能少。本文介紹一種線性高直流增益的簡(jiǎn)單運(yùn)算跨導(dǎo)放大器。</p><p>　　高直流增益的負(fù)電阻電路運(yùn)算跨導(dǎo)放大器</p><p>　　模擬

6、信號(hào)處理設(shè)計(jì)越來越多的運(yùn)用運(yùn)算跨導(dǎo)放大器，因?yàn)橄鄬?duì)于傳統(tǒng)的低輸出阻抗的運(yùn)算放大器(opamp)來說其速度較快，并且有合適的偏置跨導(dǎo)。然而運(yùn)算跨導(dǎo)放大器工作的線性范圍受到嚴(yán)格限制，在近年的文獻(xiàn)中已有闡述。本文結(jié)合參考文獻(xiàn)[11，12]中的一種新型技術(shù)把輸入微分偶線性化，同時(shí)采用負(fù)電阻電路來減少由運(yùn)算跨導(dǎo)放大器內(nèi)部低阻抗和寄生電容引起的非零積分相移。圖1顯示了運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的結(jié)構(gòu)，其中包括負(fù)電阻電路(M 5，M 6，M 7，M 8)和微分跨

7、導(dǎo)單元(M 1，M 2，M 3，M 4，M 33，M 44)，用以改善低噪音放大器的線性。電路的非線性主要來自場(chǎng)效應(yīng)管的非線性區(qū)，可以由一定區(qū)域的泰勒展開來定義： </p><p>　　這里x(t)和y(t)分別是場(chǎng)效應(yīng)管的輸入電壓Vg和輸入電流Ids。當(dāng)x很小時(shí)，Y(t)≈glx，即gi是小信號(hào)增益。g2，g3是直流I－V特性的連續(xù)導(dǎo)數(shù)。。由于微分結(jié)構(gòu)消除了所有偶數(shù)階諧波，三階系數(shù)g3成了微分運(yùn)算跨導(dǎo)放大器諧波

8、失真的主要來源。m33和M 44起到消除g3的作用。 </p><p>　　圖2是簡(jiǎn)單級(jí)聯(lián)電路輸出漏源電流與級(jí)聯(lián)電路三階系數(shù)g3的曲線。場(chǎng)效應(yīng)管i－v曲線(圖2)表現(xiàn)出三階系數(shù)在放大區(qū)和飽和區(qū)的不對(duì)稱性。根據(jù)級(jí)聯(lián)電路的這一特點(diǎn)，我們可以添加一個(gè)工作在放大區(qū)的場(chǎng)效應(yīng)管來消除原場(chǎng)效應(yīng)管的非線性特性。與M1并聯(lián)的支路(M3和M33)起到對(duì)原級(jí)聯(lián)電路非線性進(jìn)行補(bǔ)償?shù)淖饔?。?dāng)輸入信號(hào)幅度很小時(shí)，M33工作在飽和區(qū)，M3工作

9、在放大區(qū)。M2，M44和M4 分別與 M1，M33以及M 3對(duì)稱。</p><p>　　圖3分別顯示了M1和M3的三階系數(shù)，M1首先進(jìn)入飽和區(qū)，然后M3接著進(jìn)入飽和區(qū)。然而，當(dāng)輸入大信號(hào)時(shí)，M3進(jìn)入放大區(qū)，M1仍處于飽和區(qū)。在共模輸入電壓(cmiv)下，M1和M3的三階系數(shù)能相互抵消，因此，隨三階系數(shù)減小運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的線性特性得到改善。圖4為負(fù)電阻電路的線性運(yùn)算跨導(dǎo)放大器跨導(dǎo)(gm)的仿真結(jié)果。隨著vq從0升至

10、0.3v，gm在3.3v單電源驅(qū)動(dòng)下從30.8μs變到22.2μs 。</p><p>　　理想的跨導(dǎo)放大器是無限頻寬的壓控流源，其輸入輸出阻抗都是個(gè)無窮大。然而，實(shí)際的gm單元的輸出阻抗總是有限的，并且是一個(gè)主極點(diǎn)不為0的兩極系統(tǒng)。同時(shí)，內(nèi)部低阻抗引起的非零積分相移，寄生電容將使實(shí)際頻響偏離理想的情況，尤其是在過剩相移不減少的情況下對(duì)高Q系統(tǒng)就會(huì)變得不穩(wěn)定。最近，一些有研究者研究出一種基于負(fù)電阻電路的技術(shù)。由小

11、信號(hào)宏模型我們能重現(xiàn)圖1的積木電路包括寄生輸出電阻Rp及圖5中并聯(lián)的負(fù)電阻。從宏模型可以求得運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的傳遞函數(shù)，</p><p>　　、Cp分別為負(fù)載電容和寄生電容，Rn、Rp用右圖描述。</p><p>　　在圖1中的負(fù)電阻電路支路中使用標(biāo)準(zhǔn)的平方律模型MOS器件，差分輸出電流可以描述為</p><p>　　(3)

12、 </p><p>　　其中是運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的參數(shù)。</p><p><b>　　等價(jià)輸出跨導(dǎo)為</b></p><p>　　這樣，負(fù)阻抗Rn可寫作</p><p>　　、分別是M8的跨導(dǎo)和M5。如果輸出端的輸出阻抗總和接近負(fù)阻抗，在理論上將獲得無窮大的輸出電阻和電壓增益。從圖1電路可看出，當(dāng)

13、四個(gè)場(chǎng)效應(yīng)管都工作在飽和區(qū)且M3的工作在放大區(qū)時(shí)，輸出跨導(dǎo)總和接近M1、M33、 M5、與M8的總和。因此，運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸出電導(dǎo)可以近似為：</p><p>　　由(2)式可知， 在條件下，可以獲得運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的無限直流增益。 但是，如果，該系統(tǒng)由于右半平面存在極點(diǎn)而不穩(wěn)定，形成"過補(bǔ)償"。從(4) 式和(5) 式可看出，當(dāng)且僅當(dāng)滿足以下不等式時(shí)，不穩(wěn)定的狀態(tài)是可以避免的。</p&

14、gt;<p>　　圖6顯示了該運(yùn)算跨導(dǎo)放大器電路的交流響應(yīng)，其掃描電壓Va的范圍為3.25至3.3v。簡(jiǎn)單起見，增益和相位曲線在不同電壓V下的變化情況見圖7。根據(jù)eqs。(4)和(7)，負(fù)跨導(dǎo)與電源電壓和Va的差值成線性關(guān)系。根據(jù)圖7可見該曲線在V＝3.28V處對(duì)稱。當(dāng)Va>3.28V時(shí)，該系統(tǒng)由于負(fù)相坡將繼續(xù)保持穩(wěn)定。HSPICE 仿真顯示在CMIV＝1.65V和V＝3.28V處輸出電阻為171mΩ和增益為83db

15、。</p><p>　　圖1電路總諧波失真(THD)仿真結(jié)果為圖8。HSPICE仿真結(jié)果表明當(dāng)輸入電壓為1Vp－p，CMIV在1.65V至2.65V范圍內(nèi)時(shí)thd 小于1%。圓圈，實(shí)線，虛線，加號(hào)分別代表CMIV為1.65，2，2.35和2.65時(shí)的thd曲線。</p><p>　　高Q值帶通濾波器設(shè)計(jì)</p><p>　　圖9是一個(gè)二階帶通濾波器，而運(yùn)算跨導(dǎo)放大器

16、作為活躍回轉(zhuǎn)體的g2與g3和g1，C1和C2，形成一個(gè)積分器。其等效電感為：</p><p><b>　　中心頻率為：</b></p><p>　　為了使運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸出阻抗近似為無窮大，可以將G單元并聯(lián)一個(gè)負(fù)G 單元。這時(shí)輸出阻抗就為：</p><p>　　其中g(shù)oi是I－th 運(yùn)算跨導(dǎo)放大器，的輸出阻抗，gm是負(fù)G單元的輸出阻抗。傳遞函

17、數(shù)可以近似為</p><p><b>　　Q值為</b></p><p>　　圖10為采用線性負(fù)電阻電路 運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的帶通濾波器幅頻響應(yīng)和相頻響應(yīng)的HSPICE仿真結(jié)果。該仿真是在20mhz中心頻率和Q值為110，C1、C2等于 0.29pf的條件下進(jìn)行的。</p><p><b>　　結(jié)論</b></p>