開關(guān)電源畢業(yè)論文---反激式開關(guān)電源設(shè)計

1、<p><b>　　反激式開關(guān)電源設(shè)計</b></p><p>　　摘 要 :先介紹開關(guān)電源的概況，然后介紹一種電流控制型PWM控制器UC3843的特點和工作原理，并分析其構(gòu)成開關(guān)電源的整體電路結(jié)構(gòu)和工作原理，最后提出一種基于UC3843的單端反激式開關(guān)電源的設(shè)計方法。</p><p>　　關(guān)鍵詞 反激式 UC3843 EMI 變壓器</p>

2、<p><b>　　1引言</b></p><p>　　隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，電力電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切，而電子設(shè)備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關(guān)電源相繼進入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機、通訊、電子檢測設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源，更促進了開關(guān)電源技術(shù)的迅速

3、發(fā)展。</p><p><b>　　2開關(guān)電源概述</b></p><p>　　2.1開關(guān)電源的產(chǎn)生與發(fā)展</p><p>　　隨著大規(guī)模和超大規(guī)模集成電路的快速發(fā)展，特別是微處理器和半導(dǎo)體存儲器的開發(fā)利用，孕育了電子系統(tǒng)的新一代產(chǎn)品。顯然，那種體積大而笨重的使用工頻變壓器的線性調(diào)節(jié)穩(wěn)壓電源已經(jīng)過時。取而代之的是小型化、重量輕、效率高的隔離式開

4、關(guān)電源。</p><p>　　隔離式開關(guān)電源的核心是一種高頻電源變換電路。它使交流電源高效率地產(chǎn)生一路或多路經(jīng)調(diào)整的穩(wěn)定直流電壓。</p><p>　　早在70年代，隨著電子技術(shù)的不斷發(fā)展，集成化的開關(guān)電源就已被廣泛地應(yīng)用于電子計算機、彩色電視機、衛(wèi)星通信設(shè)備、程控交換機、精密儀表等電子設(shè)備。這是由于開關(guān)電源能夠滿足現(xiàn)代電子設(shè)備對多種電壓和電流的需求。</p><p&g

5、t;　　隨著半導(dǎo)體技術(shù)的高度發(fā)展，高反壓快速開關(guān)晶體管使無工頻變壓器的開關(guān)電源迅速實用化。而半導(dǎo)體集成電路技術(shù)的迅速發(fā)展又為開關(guān)電源控制電路的集成化奠定了基礎(chǔ)，適應(yīng)各類開關(guān)電源控制要求的集成開關(guān)穩(wěn)壓器應(yīng)運而生，其功能不斷完善，集成化水平也不斷提高，外接元件越來越少，使得開關(guān)電源的設(shè)計、生產(chǎn)和調(diào)整工作日益簡化，成本也不斷下降。目前己形成了各類功能完善的集成開關(guān)穩(wěn)壓器系列。近年來高反壓Mos大功率管的迅速發(fā)展，又將開關(guān)電源的工作頻率從20k

6、Hz提高到兆Hz，其結(jié)果是使整個開關(guān)電源的體積更小，重量更輕，效率更高。</p><p>　　開關(guān)電源的性能價格比達到了前所未有的水平，使它在與線性電源的競爭中具有先導(dǎo)之勢。當(dāng)然開關(guān)電源能被工業(yè)所接受，首先是它在體積、重量和效率上的優(yōu)勢。在70年代后期，功率在100w以上的開關(guān)電源是有競爭力的。到1980年，功率在50w以上就具有競爭力了。</p><p>　　隨著開關(guān)電源性能的改善，到8

7、0年代后期，電子設(shè)備的消耗功率在20w以上，就要考慮使用開關(guān)電源了。過去，開關(guān)電源在小功率范圍內(nèi)成本較高，但進入90年代后，其成本下降非常顯著。當(dāng)然這包括了功率元件，控制元件和磁性元件成本的大幅度下降。此外，能源成本的提高也是促進開關(guān)電源發(fā)展的因素之一。</p><p>　　2.2隔離式高頻開關(guān)電源</p><p>　　隔離式開關(guān)電源的變換器具有多種形式。主要分為半橋式、全橋式、推挽式、單

8、端反激式、單端正激式等等。在設(shè)計電源時，設(shè)計者采取那種變換器電路形式，主要根據(jù)成本、要達到的性能指標(biāo)等因素來決定。各種形式的電源電路的基本功能塊是相同的，只是完成這些功能的技術(shù)手段有所不同。隔離式高頻開關(guān)電源電路的共同特點就是具有高頻變壓器，直流穩(wěn)壓是從變壓器次級繞組的脈沖電壓整流濾波而來。開關(guān)電源的基本功能方框如圖1所示。</p><p>　　在圖1中，交流線路電壓無論是來自電網(wǎng)的，還是經(jīng)過變壓器降壓的．首先要

9、經(jīng)過整流、濾波電路變成含有固定脈動電壓成分的直流電壓，然后進入高頻變換部分。高頻變換部分的核心是有一個高頻功率開關(guān)元件，比如開關(guān)晶體管、場效應(yīng)管(MOSFET)等元件，高頻變換部分產(chǎn)生高頻(20kHz以上)高壓方波，所得到的高壓方波送給高頻隔離降壓變壓器的初級，在變壓器的次級感應(yīng)出的電壓被整流、濾波后就產(chǎn)生了低壓直流。</p><p>　　為了調(diào)節(jié)輸出電壓，使得在輸入交流和輸出負(fù)載發(fā)生變化時，輸出電壓能保持穩(wěn)定，

10、通常在這里采用一個叫做脈沖寬度調(diào)制器(PWM)的電路，通過對輸出電壓采樣，并把采樣的結(jié)果通過光隔反饋給控制電路，控制電路把它與基準(zhǔn)電壓進行比較，根據(jù)比較結(jié)果來控制高頻功率開關(guān)元件的開關(guān)時間比例(占空比)，達到調(diào)整輸出電壓的目的。</p><p>　　圖1 隔離式開關(guān)穩(wěn)壓電源工作流圖</p><p><b>　　3輸入電路</b></p><p>

11、;　　3.1 EMI濾波器設(shè)計原理</p><p>　　在開關(guān)電源應(yīng)用于交流電網(wǎng)的場合，整流電路往往導(dǎo)致輸入電流的斷續(xù)，這除了大大降低輸入功率因數(shù)外，還增加了大量高次諧波。同時，開關(guān)電源中功率開關(guān)管的高速開關(guān)動作（從幾十kHz到數(shù)MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）騷擾源。從已發(fā)表的開關(guān)電源論文可知，在開關(guān)電源中主要存在的干擾形式是傳導(dǎo)干擾和近場輻射干擾，傳導(dǎo)干擾還會

12、注入電網(wǎng)，干擾接入電網(wǎng)的其他設(shè)備。</p><p>　　減少傳導(dǎo)干擾的方法有很多，諸如合理鋪設(shè)地線，采取星型鋪地，避免環(huán)形地線，盡可能減少公共阻抗；設(shè)計合理的緩沖電路；減少電路雜散電容等。除此之外，可以利用EMI濾波器衰減電網(wǎng)與開關(guān)電源對彼此的噪聲干擾。</p><p>　　圖2 EMI/EMC樹形圖（發(fā)射和敏感度）</p><p>　　在開關(guān)電源中，主要的EMI騷

13、擾源是功率半導(dǎo)體器件開關(guān)動作產(chǎn)生的dv/dt和di/dt，因而電磁發(fā)射EME(Electromagnetic Emission)[1]通常是寬帶的噪聲信號，其頻率范圍從開關(guān)工作頻率到幾MHz。所以，傳導(dǎo)型電磁環(huán)境（EME）的測量，正如很多國際和國家標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定，頻率范圍在0.15～30MHz。設(shè)計EMI濾波器，就是要對開關(guān)頻率及其高次諧波的噪聲給予足夠的衰減。基于上述標(biāo)準(zhǔn)，通常情況下只要考慮將頻率高于150kHz的EME衰減至合理范圍內(nèi)即

14、可。在數(shù)字信號處理領(lǐng)域普遍認(rèn)同的低通濾波器概念同樣適用于電力電子裝置中。簡言之，EMI濾波器設(shè)計可以理解為要滿足以下要求：1，規(guī)定要求的阻帶頻率和阻帶衰減；（滿足某一特定頻率fstop有需要Hstop的衰減）； 2，對電網(wǎng)頻率低衰減（滿足規(guī)定的通帶頻率和通帶低衰減）；3，低成本。傳導(dǎo)型EMI噪聲包含共模（CM）噪聲和差模(DM)噪聲兩種。共模噪聲存在于所有交流相線(L、N)和共模地(E)之間，其產(chǎn)生來源被認(rèn)為是兩電氣回路之間絕緣泄漏電流

15、以及電磁場耦合等；差模噪聲存在于交流相線(L、N)之間，產(chǎn)生來源是脈動電流，開關(guān)器件的振動電</p><p>　　3.2 EMI濾波器設(shè)計方法</p><p>　　CM級和DM級都是對稱（平衡）的[1]。從整流橋出來的噪聲和進入LISN的噪聲來看，效果上等同于兩個級聯(lián)的LC濾波器【3】（對DM和CM噪聲而言）。這種濾波器可以得到良好的高頻衰減。濾波器通常放在輸入整流橋之前，因為濾波器在這個

16、位置可以同時抑制整流橋二極管產(chǎn)生的噪聲。</p><p>　　圖3 電源輸入濾波器</p><p>　　EMI對地漏電流Iy=2πFCVc ，其中f為電網(wǎng)頻率，Vc為Y電容上的壓降，因此C3和C8，C5和C9上的壓降Vc=48/2=24（V），所以，Cy=Iy/2πVcF，為了避免致命電擊的發(fā)生，流入設(shè)備的總電流有效值為0.5 mA，這是工業(yè)默認(rèn)的設(shè)計值，這里取0.3mA作為計算值，<

17、;/p><p><b>　　因此，</b></p><p>　　Cy總= Iy/2πVcF =0.3*10-4/（2*π*24*50）=39.8nF。</p><p>　　考慮到電源的輸入電容如果太大，會造成電源啟動時有難以預(yù)測的浪涌大電流，而且考慮到不同頻段的高頻信號，所以C3和C8均取值為10nF，C5和C9均取值為2.2nF。四個電容并聯(lián)值=

18、10*2+2.2*2=24.4<39.8nF,符合安全設(shè)計要求。</p><p>　　中功率變換器的CM扼流環(huán)電感量的實際范圍通常是10mH~50mH（每股線圈）。DM扼流環(huán)通常則小得多，DM扼流環(huán)的電感范圍通常為0.5mH~1mH。因此，本電源中的CM扼流環(huán)L0取值為45mH，而DM扼流環(huán)L2和L5分別取值為1mH。L1和L4為它的潛在漏感，每個繞組的漏感在原理上是非耦合的，所以她們沒有任何共同的磁路。因

19、此CM扼流環(huán)的漏感與其他扼流環(huán)不一樣，電感差分不會相互抵消。漏感的優(yōu)點在于它是高效的無磁心電感，因此它永遠都不會飽和，無論輸入電流水平如何都可以保證基于漏感的DM扼流環(huán)的效率。</p><p>　　線間電容成為X電容，傳統(tǒng)的離線式X電容是由專門的金屬化薄膜和紙構(gòu)成的，而Y電容是專門的圓片陶瓷電容。由于薄膜電容比大部分陶瓷電容對溫度，電壓，時間等有更好的穩(wěn)定性，此外，如果是“金屬化”的結(jié)構(gòu)，它們還具有“自恢復(fù)”特性

20、。陶瓷電容自身沒有自恢復(fù)特性，但是陶瓷Y電容專門用于任何情況下都不允許短路失效的場合，因此，本電源中的C3，C5，C8，C9是Y電容，而C6，C7是X電容。</p><p>　　4反激式變換器的設(shè)計</p><p><b>　　4.1確定Vz</b></p><p>　　假設(shè)輸入電壓為36V~48V，紋波率r=0.4【1】。</p>

21、<p>　　最大輸入電壓時，加在變換器上的整流直流電壓</p><p>　　Vinmax=√2*VACmax=√2*48=67.8V</p><p>　　MOSFET額定電壓為500V，故在Vinmax處，必須保留至少50V的裕量，此種情況下，漏極電壓不能超過450V，于是漏極電壓為V漏，于是有</p><p><b>　　V漏≤450V&l

22、t;/b></p><p>　　選擇標(biāo)準(zhǔn)的400V瞬態(tài)抑制二極管Vz。</p><p><b>　　4.2匝數(shù)比</b></p><p>　　假設(shè)12V輸出二極管正向壓降為0.6V，則匝數(shù)比為</p><p>　　n= Vinmax /（Vo+Vd）=67.8/（12+0.6）=5.38</p>&l

23、t;p><b>　　這里取n=5。</b></p><p><b>　　4.3占空比</b></p><p>　　由于輸入電壓增加時，占空比降低，則1-D增加，要保持IL*（1-D）=Io不變，IL就要相應(yīng)地減少，可以得出電感的直流電流隨輸入電壓的增加而減少。因此要在最小輸入電壓Vinmin（即Dmax）下設(shè)計變壓器，這是它最惡劣的情況。&

24、lt;/p><p>　　變換器最小直流整流電壓為：</p><p>　　Vinmin=√2*VACmin=√2*36=50.9V</p><p>　　忽略變換器輸入端的電壓紋波，此即變換器的直流輸入。故可得最小輸入電壓時占空比為</p><p>　　D=n*Vo/（Vin+n*Vo）=5*12/(50.9+5*12)=0.54</p>

25、;<p>　　很明顯，這值是100%效率的理論估計值。實際上會使用其他方法以計算更準(zhǔn)確的D值，最終將忽略該理論值。</p><p>　　此值為工作情況下的Dmax。當(dāng)變換器供電電壓下降時，占空比就會增大以保持調(diào)整電壓，根據(jù)掉電后需要維持輸出電壓的工作頻率周期調(diào)節(jié)，選擇合適的輸入電容與控制器的最大占空比限制Dlim。Dlim的典型值約為90%，根據(jù)經(jīng)驗，電容值的選擇要考慮紋波電流，因此對于幾十瓦的開關(guān)

26、電源，輸入電容一般在100uF以內(nèi)，這里取10uF/400V。</p><p>　　4.4一次與二次有效負(fù)載電流</p><p>　　若將24W的輸出功率集中在一個等效的12V單輸出上，則可得12V輸出負(fù)載電流為：</p><p>　　Io=24/12=2A</p><p>　　一次輸出點電壓為Vz，負(fù)載電流為Iz，其中：</p>

27、<p>　　Iz=Io/n=2/5=0.4A</p><p>　　實際工作的占空比很重要，因為占空比若有小幅度的上升，（從理論值上100%的效率），將可導(dǎo)致工作的峰值電流及其相應(yīng)磁場能量均有較大增量。</p><p><b>　　由輸入功率 ：</b></p><p>　　Pin=Po/效率=24/0.7=34.2W</p&

28、gt;<p>　　于是可得平均輸入電流：</p><p>　　Iin=Pin/Vin=34.2/50.9=0.673A</p><p>　　平均輸入電流與實際占空比D直接相關(guān)，因為Iin/D為一次電流斜波中心值，且其值與Ilr相等，于是有</p><p>　　Iin/D=Iz/（1-D）</p><p><b>　　解

29、得：</b></p><p>　　D=Iin/（Iin+Iz）=0.673/（0.4+0.673）=0.62</p><p><b>　　此占空比值更準(zhǔn)確</b></p><p>　　4.5一次與二次電流斜波實際中心值</p><p>　　二次電流斜波中心值為：</p><p>　　I

30、l=Io/（1-D）=2/（1-0.62）=5.26A</p><p>　　一次電流斜波中心值為：</p><p>　　Ilr=Il/n=5.26/5=1.05A</p><p><b>　　4.6峰值開關(guān)電流</b></p><p>　　根據(jù)以上Ilr值，可得所選電流紋波率情況下的峰值電流：</p>&l

31、t;p>　　Ipk=（1+r/2）*Ilr=1.2*1.05=1.26A</p><p>　　根據(jù)此估計值，即可設(shè)定控制器的最大電流值。</p><p><b>　　4.7伏秒數(shù)</b></p><p>　　輸入電壓為Vinmin時</p><p>　　Von=Vin=50.9V</p><p&

32、gt;<b>　　導(dǎo)通時間為：</b></p><p>　　Ton=D/f=0.62/30000=21us</p><p><b>　　所以伏秒數(shù)為：</b></p><p>　　Et=Von*Ton=50.9*21=1.07Vms</p><p><b>　　4.8一次電感</b&

33、gt;</p><p>　　因為需要降低高頻銅耗，減少變壓器體積等各種原因，通常將r值設(shè)定為0.4左右。根據(jù)“L*I”規(guī)則，一次電感為：</p><p>　　Lp=Et/（Ilr*r）=1.07/（1.05*0.4）=2.55mH</p><p><b>　　4.9磁心選擇</b></p><p>　　設(shè)計磁性元件與特制

34、或成品電感不同，須加氣隙以提高磁心的能量存儲能力。若無氣隙，磁心一旦存儲少許能量就容易達到飽和。</p><p>　　但對應(yīng)所需r值，還應(yīng)確保L值的大小。故若所加氣隙太大，則必然導(dǎo)致匝數(shù)增加，這將增大繞組的銅耗。另外，增加匝數(shù)將使繞組占用更大的窗口面積。故此時必須就實用進行折中選擇，通常采用以下公式（一般應(yīng)用于鐵氧體磁心）</p><p>　　Ve=0.7*（2+r）2*Pin/（r*f）

35、cm3</p><p>　　其中f的單位為kHz。</p><p><b>　　由前面可得：</b></p><p>　　Ve=0.7*（2.4）2*34.2/（0.4*30）=4.79cm3</p><p>　　于是開始選擇這個（或更大）的磁心。在EI-30中可以找到，其等效長度和面積在他的規(guī)格說明中已經(jīng)給出：<

36、/p><p>　　Ae=1.51cm2</p><p><b>　　le=6.5cm</b></p><p><b>　　則可得其體積為：</b></p><p>　　Ve=Ae*le=1.51*6.5=9.815cm3</p><p>　　大于所需尺寸，滿足要求。</p&

37、gt;<p><b>　　4.10匝數(shù)</b></p><p><b>　　電壓相關(guān)方程</b></p><p><b>　　B=LIT/NA</b></p><p>　　使B與L相關(guān)聯(lián)。由于給定頻率（L*I方程）的r和L表達式等效，故結(jié)合這些公式，磁通密度變化取最大值（通過r），即可得

38、到非常有用的關(guān)于r(MKS單位)的電壓相關(guān)方程式：</p><p>　　N=（1+2/r）*Von*D/（2*Bpk*Ae*f）</p><p>　　所以若無材料的磁導(dǎo)率，磁隙等信息，只要已知磁心Ae與其磁通密度變化范圍，仍能得到所求的匝數(shù)值。對于大多數(shù)的鐵氧化體磁心，不管有沒有磁隙，磁通密度變化都不能超過0.3T，所以求解N為（此處N為np，一次繞組的匝數(shù)）：</p>&l

39、t;p>　　np=（1+2/0.4）*242*0.68/（2*0.3*1.11*10-4*30000）=94匝</p><p>　　下一步需驗證此值是否適合磁心的窗口面積，還有是否適合骨架，隔離帶，安全膠帶，二次繞組和套管等。通常在反激式變換器中這些都不成問題。</p><p>　　如果要減少匝數(shù)N，則可以采取以下方法——增大紋波系數(shù)r，或者是減少占空比（例如選擇較低的Vz），或者是

40、取更高的磁通密度變化值（可選擇新材料實現(xiàn)），還可以增加磁心面積。采用后者時，最好不要增大體積，因為這樣可能會導(dǎo)致過設(shè)計。但可以肯定，改變磁導(dǎo)率和氣隙不能解決問題。</p><p>　　12V輸出的二次繞組匝數(shù)為：</p><p>　　ns1=np/n=94/5=18.8匝</p><p>　　12V副供電繞組的二次匝數(shù)為</p><p>　　

41、ns2= ns1=18.8匝</p><p>　　其中假定輸出二級管的壓降為0.7V。</p><p>　　匝數(shù)值需為整數(shù)，因此np取100，ns1取20，ns2取20。</p><p><b>　　4.11磁隙</b></p><p>　　最后，必須要考慮到材料的磁導(dǎo)率，L與磁導(dǎo)率相關(guān)的方程有</p>&

42、lt;p>　　L=u*uo*Ae*N2*H/（le*z）</p><p><b>　　其中，z為氣隙系數(shù)</b></p><p>　　z=(le+u*lg)/le</p><p>　　此處的z可取不小于1（無氣隙）的任何值。例如z值可以為10，能提高無氣隙磁心的10倍的能量（此時電感系數(shù)和有效磁導(dǎo)率ue=u*uo/z以相同的倍數(shù)降低）。大

43、氣隙雖然有很到的好處，但是根據(jù)r的選則如果想要保持一定的L值，就不得不充分地增加匝數(shù)。如前所述，匝數(shù)的增加就可能導(dǎo)致在可用的窗口面積內(nèi)無法安裝這么多的繞組，而且也會增加很大的銅耗。所以對于鐵氧體材料的氣隙變壓器，z在10~20是比較好的折中選擇。根據(jù)要求可得出：</p><p>　　z=uuoAeN2/Lle=(1800*4π*10-7*1.51*10-4*1002)/（9.45*10-3*6.5*10-2）&l

44、t;/p><p><b>　　可得：</b></p><p><b>　　z=10.4</b></p><p>　　最后，求解氣隙長度：</p><p>　　z=10.4=（6.5+2000lg）/6.5，所以lg=0.305mm</p><p>　　一般來說，如果使用中心柱氣隙

45、變壓器，中心柱上的總氣隙長度就必須等于上述的計算值，而不管中心柱是否接地。而由于本實驗是在兩邊磁柱上插入氣隙，則兩邊的氣隙墊片就必須為上述計算值的一半，這樣才能得到所需的總氣隙長度。</p><p>　　4.12導(dǎo)線規(guī)格與銅皮厚度選擇</p><p>　　電感中電流波動相對較平滑，但在變壓器中，繞組中電流需要瞬間完全停止從而使其他繞組導(dǎo)通，只要安匝數(shù)能保持一定，磁心不在乎各個繞組何時通過電

46、流，因為只要有總的安匝數(shù)能決定磁心中磁場能量。但繞組本身卻必須考慮這些情況，此時電流是脈沖形的，邊沿陡峭且高頻。正因為這些原因，反激變壓器繞組選擇合適的導(dǎo)線厚度時，就必須考慮集膚深度。</p><p>　　高頻電磁場很強，其間的電子強烈地互相排斥，使得電流都聚集在導(dǎo)體的表面，此種聚集程度隨著系數(shù)√f的增大而加深。雖然我們用厚導(dǎo)線來減少銅耗，但是導(dǎo)線橫截面很大部分就有可能沒有電流流過。因為電流流動引起的電阻與電流流

47、過或是能流過的面積成反比，所以這種電流聚集就會使有效銅阻增大。此電流引起的電阻稱為交流電阻。它是頻率的函數(shù)，也是集膚深度的函數(shù)。必須選擇更優(yōu)的導(dǎo)線直徑，既不浪費變壓器寶貴內(nèi)部空間，又不降低效率，使得導(dǎo)線橫截面積更好地利用。選擇之后，若需要通過比橫截面所能承受的更大電流，則應(yīng)用此種導(dǎo)線多股并繞。定義集膚深度ζ為導(dǎo)體表面到電流密度為表面的1/e處的距離。在非高頻情況下，表面的電流密度與穿過整個銅線的電流密度等值。對指數(shù)曲線取較理想的近似值，

48、則可認(rèn)為表面的電流密度值一直保持不變，直到集膚深度時，才改變且之后急速將為0.這是因為指數(shù)曲線有一個有趣的特性，從0到無窮大曲線下的面積等于經(jīng)過1/e點的長方形面積。當(dāng)使用圓形導(dǎo)線時，如果選擇導(dǎo)線直徑為集膚深度兩倍，則表示導(dǎo)線內(nèi)部到表面無大于集膚深度的空間，導(dǎo)線面積可充分利用。這種情況下，認(rèn)為導(dǎo)線有等于直流電阻的交流電阻值，</p><p>　　只要導(dǎo)線用這樣的方法選擇，就不需要考慮高頻效果了。</p>

49、;<p><b>　　5反饋電路</b></p><p>　　5.1 UC3843簡介</p><p>　　開關(guān)電源以其高效率、小體積等優(yōu)點獲得了廣泛應(yīng)用。傳統(tǒng)的開關(guān)電源普遍采用電壓型脈寬調(diào)制(PWM)技術(shù)，而近年電流型PWM技術(shù)得到了飛速發(fā)展。相比電壓型PWM，電流型PWM具有更好的電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率，系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)特性也得以明顯改善，特別是其

50、內(nèi)在的限流能力和并聯(lián)均流能力使控制電路變得簡單可靠。電流型PWM集成控制器已經(jīng)產(chǎn)品化，極大推動了小功率開關(guān)電源的發(fā)展和應(yīng)用，電流型PWM控制小功率電源已經(jīng)取代電壓型PWM控制小功率電源。Unitrode公司推出的UC3843系列控制芯片是電流型PWM控制器的典型代表[2]。</p><p>　　Unitrode公司的UC3843是一種高性能固定頻率電流型控制器，包含誤差放大器、PWM比較器、PWM鎖存器、振蕩器、

51、內(nèi)部基準(zhǔn)電源和欠壓鎖定等單元，其結(jié)構(gòu)圖如下圖4所示。</p><p>　　圖4 UC3843內(nèi)部圖</p><p>　　各管腳功能簡介如下:</p><p>　　1腳COMP是內(nèi)部誤差放大器的輸出端，通常此腳與2腳之間接有反饋網(wǎng)絡(luò)，以確定誤差放大器的增益和頻響。</p><p>　　2腳FEED BACK是反饋電壓輸入端，此腳與內(nèi)部誤差放大

52、器同向輸入端的基準(zhǔn)電壓(一般為+2.5V)進行比較，產(chǎn)生控制電壓，控制脈沖的寬度。</p><p>　　3腳ISENSE是電流傳感端。在外圍電路中，在功率開關(guān)管(如VMOS管)的源極串接一個小阻值的取樣電阻，將脈沖變壓器的電流轉(zhuǎn)換成電壓，此電壓送入3腳，控制脈寬。此外，當(dāng)電源電壓異常時，功率開關(guān)管的電流增大，當(dāng)取樣電阻上的電壓超過1V時，UC3843就停止輸出，有效地保護了功率開關(guān)管。</p>&l

53、t;p>　　4腳RT/CT是定時端。鋸齒波振蕩器外接定時電容C和定時電阻R的公共端。</p><p><b>　　5腳GND是接地。</b></p><p>　　6腳OUT是輸出端，此腳為圖滕柱式輸出，驅(qū)動能力是±lA。這種圖騰柱結(jié)構(gòu)對被驅(qū)動的功率管的關(guān)斷有利，因為當(dāng)三極管VTl截止時，VT2導(dǎo)通，為功率管關(guān)斷時提供了低阻抗的反向抽取電流回路，加速功率

54、管的關(guān)斷。</p><p>　　7腳Vcc是電源。當(dāng)供電電壓低于＋8.4V時，UC3843不能啟動，此時耗電在1mA以下。輸入電壓可以通過一個大阻值電阻從高壓降壓獲得。芯片工作后，輸入電壓可在+8.2～+30V之間波動，低于+7.6V停止工作。工作時耗電約為15mA，此電流可通過副繞組提供。</p><p>　　8腳VREF是基準(zhǔn)電壓輸出，可輸出精確的+5V基準(zhǔn)電壓，電流可達50mA。UC

55、3843的電壓調(diào)整率可達0.01%，工作頻率為500kHz，啟動電流小于 1mA ， 輸入電壓為8.2～30V，基準(zhǔn)電壓為4.9～5.1V，工作溫度為0～70℃，輸出電流為1A。</p><p>　　5.2 UC3843工作描述</p><p>　　UC3843系列是專門設(shè)計用于離線和直流—直流變換器應(yīng)用的高性能，固定頻率，電流模式控制器，為設(shè)計者提供使用最少外部原件的高性能價格比的解決方

56、案。</p><p><b>　　5.2．1 振蕩器</b></p><p>　　振蕩器頻率由定時原件Rt和Ct選擇值決定。電容Ct由5V的參考電壓通過電阻Rt充電，充至約2.8V，再由一個內(nèi)部的電流放電至1.2V，在Ct放電期間，振蕩器產(chǎn)生一個內(nèi)部消隱脈沖保持“或非”門的中間輸入為高電平，這導(dǎo)致輸出為低狀態(tài)，從而產(chǎn)生了一個數(shù)量可控的輸出靜區(qū)時間。盡管許多Rt和Ct值

57、都可以產(chǎn)生相同的振蕩器頻率，但只有一種組合可以得到在給定頻率下的特定輸出靜區(qū)時間。振蕩器門限是溫度補償?shù)?，放電電流在Tj=250C時被微調(diào)并確保在正負(fù)10%之內(nèi)，這些內(nèi)部電路的優(yōu)點使振蕩器頻率及最大輸出占空比變化最小。在很多噪聲敏感應(yīng)用中，可能希望將變壓器頻率鎖定至外部系統(tǒng)時鐘上。為了可靠鎖定，振蕩器自震頻率應(yīng)設(shè)定為比時鐘頻率低10%左右。通過修整時鐘波形，可以實現(xiàn)準(zhǔn)確輸出占空比鉗位。</p><p>　　5.2

58、．2 誤差放大器</p><p>　　提供一個有可訪問反相輸入和輸出的全補償誤差放大器。此放大器具有90dB的典型直流電壓增益和具有570相位余量的1MHz的增益為1帶寬。同相輸入在內(nèi)部偏置于2.5V而不經(jīng)過管腳引出。典型情況下變壓器輸出電壓通過一個電阻分壓器分壓，并由反向輸入監(jiān)視。最大輸入偏置電流為-0.2uA，它將引起輸出電壓誤差，后者等于輸入偏置電流和等效輸入分壓器源電阻的乘積。</p>&l

59、t;p>　　誤差放大器輸出（管腳1）用于外部回路補償，輸出電壓因兩個二極管壓降而失調(diào)（約1.4V）并在連接至電流取樣比較器的反相輸入之前被三分。這將在管腳1處于其最低狀態(tài)，保證在輸出（管腳6）不出現(xiàn)驅(qū)動脈沖。這發(fā)生在電源正在工作并且負(fù)載被取消時，或者在軟啟動過程的開始。最小誤差放大器反饋電阻受限于放大器的拉電流（0.5mA）和達到比較器1V鉗位電平所需要的輸出電壓。</p><p>　　5.2．3 電流取樣

60、比較器和脈寬調(diào)制鎖存器</p><p>　　UC3843作為電流模式控制器工作，輸出開關(guān)導(dǎo)通由振蕩器起始，當(dāng)峰值電感電流到達誤差放大器輸出/補償（管腳1）建立的門限電平時中止。這樣在逐周基礎(chǔ)上誤差信號控制峰值電感電流。所用的電流取樣比較器—脈寬調(diào)制鎖存器配置確保在任何給定的振蕩器周期內(nèi)，僅有一個單脈沖出現(xiàn)在輸出端。電感電流通過插入一個與輸出開關(guān)Q1的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rs轉(zhuǎn)換成電壓。此電壓由電流取樣輸

61、入（管腳3）監(jiān)視并與來自誤差放大器的輸出電平相比較。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：</p><p>　　Ipk=（Vpin1-1.4V）/3Rs</p><p>　　當(dāng)電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部鉗位至1V，因此最大峰值開關(guān)電流為：</p><p><b&g

62、t;　　Ipk=1V/Rs</b></p><p>　　當(dāng)設(shè)計一個大功率開關(guān)穩(wěn)壓器時為了保持Rs 的功耗在一個合理的水平上希望降低內(nèi)部鉗位電壓?？梢允褂?個外部二極管連接管腳4來補償內(nèi)部二極管，以便在溫度范圍內(nèi)有固定鉗位電壓。如果Ipkmax鉗位電壓降低過多，將導(dǎo)致由于噪聲拾取而產(chǎn)生不誤操作。</p><p>　　通常在電流波形的前沿可以觀察到一個窄尖脈沖，當(dāng)輸出負(fù)載變輕時，它

63、可能會引起電源不穩(wěn)定，這個尖脈沖的產(chǎn)生是由于電源變壓器匝間電容和輸出整流管恢復(fù)時間造成的。在電流取樣輸入端增加一個RC濾波器，使它的時間常數(shù)接近尖脈沖的持續(xù)時間，通常將消除不穩(wěn)定。</p><p>　　5.2．4 欠壓鎖定</p><p>　　采用了兩個欠壓鎖定比較器來保證在輸出級被驅(qū)動之前，集成電路已經(jīng)完全可用。正電源Vcc和參考輸出Vref各由分離的比較器監(jiān)視。每個都具有內(nèi)部的滯后，以

64、防在通過它們各自的門限時產(chǎn)生錯誤輸出動作。Vcc比較器上下門限為8.4V/7.6V。Vref比較器高低門限為3.6V/3.4V。UC3843A準(zhǔn)備應(yīng)用于更低電壓直流到直流變換器中。一個36V的齊納二極管作為一個并聯(lián)穩(wěn)壓管，從Vcc連接至地。它的作用是保護集成電路免受系統(tǒng)啟動期間產(chǎn)生的過高電壓的破壞。最小工作電壓為8.2V。</p><p><b>　　5.2．5 輸出</b></p&g

65、t;<p>　　這些器件有一個單圖騰柱輸出級，是專門設(shè)計來直接驅(qū)動功率MOSFET的，在1nF負(fù)載下，它能提供高達正負(fù)1A的峰值驅(qū)動電流和典型值為50ns的上升，下降時間。還附加了一個內(nèi)部電路，似的任何時候只要欠壓鎖定有效，輸出就進入灌模式，這個特性使外部下拉電阻不再需要。</p><p>　　5.2．6 參考電壓</p><p>　　5V帶隙參考電壓在Tj=250時調(diào)整誤差

66、至正負(fù)2%，它首要目的是為振蕩器定時電容提供充電電流。參考部分具有短路保護功能并能向附加控制電路供電提供超過20mA的電流。</p><p>　　5.3 UC3843設(shè)計考慮因素</p><p>　　不能試圖在繞線式或者插入式樣機板上構(gòu)建變換器。必須使用高頻電路布局技術(shù)防止脈寬抖動。這通常由于加在電流取樣或電壓反饋輸入上的過量噪聲拾取所致。噪聲抑制性可通過降低在這些點的電路阻抗來增強。電路

67、板布局應(yīng)包括僅有小電流信號的接地面而大電流開關(guān)和輸出地線通過分離路徑返回輸入濾波電容器。根據(jù)電路布局可能會需要瓷介旁路電容（0.1uF）直接連接至Vcc和Vref。這提供了濾除高頻噪聲的低阻抗路徑。所有的大電流回路應(yīng)當(dāng)盡可能短，使用粗線以降低輻射電磁干擾。誤差放大器補償電路和變換器輸出分壓器應(yīng)當(dāng)離集成電路近一些，并盡可能遠離功率開關(guān)和其他產(chǎn)生噪聲的元件。</p><p>　　電流模式變換器工作在占空比大于50%和

68、連續(xù)電感電流條件下，會產(chǎn)生分諧波震蕩，這種不穩(wěn)定性與穩(wěn)壓器的閉環(huán)特性無關(guān)，它是由固定頻率和峰值電流取樣同時工作狀況所引起，如下圖5所示：</p><p>　　圖5 UC3843諧波震蕩圖</p><p>　　其中to到t2為它的振蕩器周期。上面的虛線是電感電流，下面的實線是控制電壓。在to時刻，開關(guān)導(dǎo)通開始，使電感電流斜率m1上升，該斜率是輸入電壓初一電感的函數(shù)。t1時刻，電流取樣輸入到達

69、由控制電壓建立的門限，這導(dǎo)致開關(guān)斷開，電流以斜率m2衰減，直至下一個振蕩器周期。如果有一個擾動加到控制控制電壓上，產(chǎn)生一個小的ΔI*（圖中虛線），就可以發(fā)現(xiàn)這種不穩(wěn)定情況。在一個固定的振蕩器周期內(nèi)，電流衰減時間減少，最小電流在開關(guān)接通時刻（t2）上升了ΔI+ΔIm2/m1。最小電流在下一個周期（t3）減少至（ΔI+ΔIm2/m1）（m2/m1）。在每一個后續(xù)周期，該擾動被m2m1相乘，在開關(guān)接通交替增加和減小電感電流，也許需要幾個震蕩周

70、期才能使電感電流為零，使過程重新開始。如果m2/m1大于1，變換器將不穩(wěn)定。如果在控制電壓上增加一個與脈寬調(diào)制時鐘同步的人為的斜波，可以在后續(xù)周期將ΔI擾動減小至零，該補償斜波（m3）的斜率必須等于或略大于m2/2，才能具有穩(wěn)定性。通過m2/2的斜率補償，平均電感電流跟隨控制電壓，達到真正電流模式工作。補償斜波可以從振蕩器產(chǎn)生，并加到電壓反饋或電流取樣輸入端。</p><p>　　5.4 UC3843參數(shù)設(shè)計&l

71、t;/p><p><b>　　5.4．1 供電</b></p><p>　　UC3843的啟動電流小于0.5mA，電壓范圍是8.4~30V，考慮到布線，元器件的損耗等情況，決定給它Iin1=3mA啟動電流，12V的啟動電壓，考慮到電壓的輸入范圍是36~48V，整流后最小輸入電壓為：</p><p>　　Vin=50.9V，</p>&

72、lt;p>　　這是它的最惡劣的情況，因此分壓電阻的R總為：</p><p>　　R總=Vin/Iin1=50.9/0.003=16966歐</p><p>　　設(shè)分壓電阻分別為R1和R2，所以有：</p><p>　　R1/(R1+R2)=12/50.9=R1/16966</p><p><b>　　可得出：</b>

73、;</p><p>　　R1=4K歐，R2=16966-4000=12966歐</p><p>　　取R2=13K，R1=4K</p><p>　　電路正常工作后，UC3843由副繞組供電，提供的電壓已經(jīng)在變壓器中算出，U2=12V，正常工作后UC3843的電流為16mA左右，都是由副繞組提供。</p><p>　　5.4．2 震蕩頻率<

74、;/p><p>　　圖6 UC3843的RC震蕩頻率圖</p><p>　　如上圖6所示，電阻R和電容C分別連接振蕩器的4腳，由8腳的5V參考電壓作供電，在R大于5K時，</p><p><b>　　f=1.72/RC</b></p><p>　　本實驗中，取f為30KHz，由它的圖7可得，取C=2.2nF比較理想，<

75、/p><p><b>　　因此：</b></p><p>　　R=1.72/（2.2*30）*106=26K歐</p><p>　　圖7 UC3843的RC曲線圖</p><p>　　5.4．3 感應(yīng)電流環(huán)節(jié)</p><p>　　圖8 UC3843的感應(yīng)電流環(huán)節(jié)圖</p><p&

76、gt;　　如上圖8所示，正常情況下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：</p><p>　　Ipk=（Vpin1-1.4）/3Rs</p><p>　　此處取Rs=0.16歐/2W，1腳的輸入電壓由光隔的集電極電壓決定。當(dāng)電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時，異常工作條件將出現(xiàn)，在這些條件下，電流取樣比較器門限被內(nèi)部鉗位至1V，因此最大峰值開關(guān)電流為</p><

77、p>　　Ipk=1/Rs=1/0.16=6.25A</p><p>　　通常在電流波形的前沿可以觀察到一個窄尖脈沖，當(dāng)輸出負(fù)載較輕時，它可能會引起電源不穩(wěn)定。這個尖脈沖的產(chǎn)生是由于電源變壓器匝間電容和輸出整流管恢復(fù)時間造成的，在電流取樣輸入端增加一個RC濾波器，使它的時間常數(shù)接近尖脈沖的持續(xù)時間，消除不穩(wěn)定。</p><p>　　從示波器的波形可以看出，它的尖峰持續(xù)時間t值大約為50

78、0ns，于是得</p><p>　　t=RC=500ns</p><p>　　取C=470pf，因此R=t/470=1063歐，</p><p>　　此處取R=1K，C=470pf。</p><p>　　5.4．4 反饋環(huán)節(jié)[2]</p><p>　　UC3843 是高性能固定頻率電流模式控制器 ,專為低壓應(yīng)用而設(shè)計

79、,廣泛用于 100 W以下的反激式開 關(guān)電源中。目前大多數(shù)開關(guān)電源都采用離線式結(jié)構(gòu) , 一般從輔助供電繞組回路中通過電阻分壓取樣 ,該反饋方式的電路簡單 ,但由于反饋不能直接從輸出電壓 取樣 ,沒有隔離 ,抗干擾能力也差 ,所以輸出電壓中仍 有2%的紋波 ,對于負(fù)載變化大和輸出電壓變化大的情況下響應(yīng)慢 ,不適合精度要求較高或負(fù)載變化范圍較寬的場合,為了解決這些問題 ,可以采用可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器 TL43 1 配合光耦構(gòu)成反饋回路【5】

80、。 如下圖9所示：</p><p>　　圖9 PC817與TL431的反饋圖</p><p>　　電阻從左到右分別為Rbias，Rs，Rup，下面的電阻為Rlow，中間的是光隔的二極管和TL431. 采用 TL43 1 配合光耦 PC817A 作為參考、隔離、取樣,電路中將UC3843內(nèi)部的誤差放大器反向輸入端 2腳直接接地 ,PC817A的三極管集電極直接接在誤差放大器的輸出端 1 腳,

81、跳過芯片內(nèi)部的誤差放大器 ,直接用1腳做反饋 ,然后與電流檢測輸入的第 3腳進行比較,通過鎖存脈寬調(diào)制器輸出PWM 驅(qū)動信號。當(dāng)輸出電壓升高時,經(jīng)電阻Rup,Rlow分壓后輸入到 TL43 1的參考端的電壓也升高,此時流過光耦中發(fā)光二極管的電流增大 ,PC817A三極管集射級電壓 Ucc減小,UC3843的6腳輸出驅(qū)動信號的占空比變小,于是輸出電壓下降,達到穩(wěn)壓的目的。反之亦然 ,使輸出保持恒定,不受電網(wǎng)電壓或負(fù)載變化的影響。</

82、p><p>　　在圖9中直接從1腳反饋的好處是能使電源的動態(tài)響應(yīng)更快 ,而且還簡化了 1 腳和 2腳之間RC網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計。因為誤差放大器用作信號傳輸時都需要傳輸時間,并不是輸出與輸入同時建立。由于 TL43 1內(nèi)部有一個高增益的誤差放大器 ,如果把反饋信號接到 2腳的電壓反饋端 ,則反饋信號要通過兩個高增益誤差放大器 ,傳輸時間增長。而且直接采用 1 腳做反饋 ,還能起到過載保護的功能,當(dāng)電源過載或輸出短路時,流過光耦

83、中的二極管的電流會迅速增大 ,1 腳的電壓很快就被拉低。1腳的電壓低于 1 V時,UC3843就會關(guān)閉6 腳輸出,從而保護了電源</p><p>　　圖所示電路中,Rlow 的取值要考慮 TL431參考輸入端的電流 ,查技術(shù)手冊此電流為1. 5uA，免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響,通常取流過電阻Rlow的電流為參考輸入端電流的 100倍以上，所以</p><p>　　Rlow<

84、2.5V/150uA=16.6KΩ</p><p>　　根據(jù) TL43 1 的特性,Rup、Rlow、Uout、Uref關(guān)系:</p><p>　　Uout=(1+Rup/Rlow)* Uref</p><p>　　Rup =( Uout - Uref ) Rlow/Uref</p><p>　　式中,Uref為TL431 參考輸入端電壓,U

85、ref=2.5V。</p><p>　　此處取Rlow=2.7K，</p><p>　　因此Rup =( Uout - Uref ) Rlow/Uref=（12-2.5）*2.7/2.5=9.3KΩ</p><p>　　TL431的工作電流Ika范圍在1mA到100mA之間,當(dāng)Rs的電流接近于零時,也必須保證 Ika至少為1mA ,所以</p><

86、;p>　　Rbias<Uf/1mA=1.2V/1mA=1.2kΩ</p><p>　　式中, Uf為 PC817A發(fā)光二極管的正向壓降, Uf=1.2V 。</p><p><b>　　此處取</b></p><p>　　Rbias=910Ω</p><p>　　UC3843的誤差放大器輸出電壓擺幅0.8V&

87、lt;Uo< 6V ,三極管集射電流 IC受發(fā)光二極管正向電流 If控制 ,通過 PC817A的 UCC與IC關(guān)系曲線可以確定 PC817A二極管正向電流 If。當(dāng)PC817A二極管正向電流If在7mA 左右時,三極管的集射電流 IC在7mA 左右變化,而且集射電壓Uce在很寬的范圍內(nèi)線性變化,符合 UC3843的控制要求。</p><p>　　PC817A的電流傳輸比CTR = 0.8～1.6 ,當(dāng) Ic

88、=7mA時,考慮最壞的情況 ,取 CTR =0.8,此時要求流過發(fā)光二極管最大電流If=CTR=7mA/0.8=8.75mA，所以：</p><p>　　Rs <Uout-Uka–Uf/8.75mA</p><p>　　同時發(fā)光二極管能承受的最大電流為50mA ,TL431為100mA ,故取流過Rs的最大電流 為 50mA , Rs>Uout - Uka – Uf/50mA，

89、Uka為TL431正常工作時的最低工作電壓 ,Uka = 2.5V 。Rs的取值要同時滿足這兩個條件,即：</p><p>　　Uout - Uka – Uf/50mA<Rs< Uout - Uka – Uf/8.75mA</p><p><b>　　代入數(shù)據(jù)得：</b></p><p>　?。?2-2.5-1.2）/50mA&l

90、t;Rs<(12-2.5-1.2)/8.75mA</p><p><b>　　可得： </b></p><p>　　166Ω<Rs<948Ω</p><p><b>　　此處取910Ω。</b></p><p><b>　　6輸出電路</b></p&g

91、t;<p><b>　　6.1整流</b></p><p>　　輸出電路通過半波整流，然后利用LC濾波輸出直流12V的穩(wěn)定電壓。由于開關(guān)頻率較高，此處的整流橋采用超快速恢復(fù)二極管。由于輸出電流為2A，于是選擇IN5822作為整流管，它的正向電壓可達1000V，輸出平均電流為3A，足以承受所需的極端情況。</p><p><b>　　6.2 LC

92、濾波</b></p><p>　　已知電流紋波率r=0.4，因此有：</p><p>　　L=Voff*（1-D）/（Il*f*r）</p><p>　　電感電流Il=Io/（1-D）</p><p>　　Voff=Vo+Vd</p><p><b>　　代入公式得：</b></

93、p><p>　　L=（12+0.6）*（1-0.62）/（2*30000*0.4/（1-0.62））</p><p><b>　　所以得出：</b></p><p><b>　　L=75.8uH</b></p><p>　　輸出電容根據(jù)紋波電流的大小選擇【4】。它的基本原則是使其額定紋波率等于或大于計算

94、的最惡劣電容電流有效值。選定電容的額定電壓至少比實際應(yīng)用場合中電壓大20%~50%。</p><p>　　電容最惡劣電流有效值Irms=Io*√（Dmax+rdmax2/12）/（1/Dmax）</p><p><b>　　代入數(shù)據(jù)得：</b></p><p>　　Irms=2*√（0.62+0.42/12）/（1-0.62）=2.58A<

95、;/p><p>　　經(jīng)查表得，470uF的紋波電流有效值為1.5A，因此并聯(lián)2個470uF/63V的電容，可得出Ic=1.5*2=3A>2.58A，符合容量和耐電流耐壓要求。</p><p>　　變換器的輸出電壓紋波也需要考慮。由輸出電容產(chǎn)生的電壓紋波峰峰值等于電容ESR乘以最惡劣情況下輸出電流的峰峰值。</p><p>　　查表得，63V470u的電解電容ESR

96、=235mΩ，兩個并聯(lián)后，Rc=ESR235/2=117.5 mΩ</p><p>　　電容峰峰值電流Ic=Io*（1+rdmax/2）/(1-Dmax)</p><p><b>　　代入公式得：</b></p><p>　　Ic=2*（1+0.4/2）/（1-0.62）=6.3A</p><p>　　輸出電容的紋波電壓

97、Uc=Ic*Rc=6.3*0.1175=0.742V</p><p><b>　　7損耗與效率</b></p><p>　　輸出功率P=12V*2A=24W</p><p>　　分壓電阻損耗功率Pz=Iin12*R總=0.0032*17K=0.153W</p><p>　　副繞組的輸出電流Io2最大為40mA</p

98、><p>　　二極管總損耗P2=Vd1*Io1+Vd2*Io2=0.7*2+0.04*0.7=1.428W</p><p>　　磁心損耗Pcore=6.11*10-18*B2.7*f2.04mW</p><p><b>　　此處的B是ΔB/2</b></p><p>　　ΔB=200*Et/Et100</p>

99、<p>　　ΔB=200*1.07*103/101.2=2114.62Gs</p><p>　　即：Pcore=6.11*10-18*（2114.62/2）2.7*300002.04=0.05W</p><p>　　輸入電容損耗Pc1= Ilr2*Rc1=1.052*1.327=1.46W</p><p>　　輸出電容損耗Pc2= Irms2 *Rc=2.

100、582*0.117=0.779W</p><p>　　線圈損耗，發(fā)熱等雜散損耗約為4W。</p><p>　　輸入功率=輸出功率+損耗功率=24+0.153+1.428+0.05+1.46+0.779+4=31.87W</p><p>　　效率P總=輸出功率/輸入功率=24/31.87=75.3%。</p><p><b>　　8

101、 結(jié)論</b></p><p>　　本文分析了多種開關(guān)變換器典型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并分析了集成電路UC3843電流控制模式控制器，闡述了一種大電壓落差DC/DC變換開關(guān)電源系統(tǒng)，此系統(tǒng)為一種基于電流型脈寬調(diào)制控制技術(shù)的反激式隔離開關(guān)電源。</p><p>　　通過理論分析和實驗得出結(jié)論：（1）本設(shè)計用芯片UC3843作為DC/DC控制芯片，其控制電路工作頻率很寬，并能實現(xiàn)電路的自動穩(wěn)壓

102、調(diào)節(jié)；（2）其主電路采用變換器反激式電路，磁芯利用得十分充分，具有較高的系統(tǒng)效率。（3）其整流電路采用二極管采用肖特基整流二極管，正向壓降低，反向恢復(fù)時間可以忽略不計的，溫升小。（4）對于大電壓落差的DC/DC開關(guān)電源，此種設(shè)計方法具有高穩(wěn)定性、高效率、高可靠性、低干擾等特點。</p><p><b>　　9致謝</b></p><p>　　畢業(yè)設(shè)計已經(jīng)接近尾聲，在這

103、兩個多月的時間里，在xx老師的輔導(dǎo)和同學(xué)的幫助下，我們學(xué)到了許多在課堂上學(xué)不到的知識。我們的畢業(yè)設(shè)計對我們來說，有很多是較陌生的領(lǐng)域，一切都要進行新的學(xué)習(xí)，而且是要馬上消化進行應(yīng)用的。在這個過程中，我們遇到了許多問題，老師們都不厭其煩的給我們講解，直到我們完全理解為止。在此，衷心感謝老師們的幫助和支持還有同學(xué)的協(xié)助，他們?yōu)槲覡I造了科學(xué)、嚴(yán)謹(jǐn)、求實、進取的學(xué)習(xí)氛圍，感謝他們對我所遇到的各種問題的熱情解答。同時我衷心地感謝我的同宿舍同學(xué)，他

104、刻苦鉆研、樂于助人、力爭上游的精神給了我精神上的巨大支持。 通過這次畢業(yè)設(shè)計，我們深刻體會到扎實的理論基礎(chǔ)和豐富的實踐經(jīng)驗是一個項目完成的前提，也使我們認(rèn)識到在以后的工作和學(xué)習(xí)中要牢牢這兩點。只有不斷的學(xué)習(xí)實踐，才能使自己由剛出大學(xué)校門的畢業(yè)生成為一個對祖國建設(shè)有用的工程技術(shù)人員。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1]王志強

105、.精通開關(guān)電源設(shè)計，人民郵電出版社 2008年:89~104，244~283</p><p>　　[2] 陳小敏 黃聲華 基于UC3843的反激式開關(guān)電源反饋電路的設(shè)計 </p><p>　　2006年9月25日第23 卷第 5 期：文章編號:10093664 (2006) 05003802</p><p>　　[3]森 榮二 LC濾波器設(shè)計與制作 科學(xué)出版社 20