畢業(yè)論文---諧波電流檢測(cè)方案

1、<p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　1 緒論1</b></p><p>　　1.1 選題目的和意義1</p><p>　　1.2 諧波抑制與無(wú)功補(bǔ)償理論的發(fā)展與現(xiàn)狀1</p><p>　　1.2.1 諧波問(wèn)題的發(fā)展1</p><

2、p>　　1.2.2 無(wú)功補(bǔ)償理論的國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn)狀2</p><p>　　1.3 本文所做的工作3</p><p>　　2 諧波與無(wú)功補(bǔ)償理論概述4</p><p>　　2.1 諧波的危害4</p><p>　　2.2 抑制諧波的方法5</p><p>　　2.2.1 LC無(wú)源濾波器5</p>

3、;<p>　　2.2.2 有源電力濾波器7</p><p>　　2.3 衡量APF補(bǔ)償性能的指標(biāo)8</p><p>　　3 基于定頻滯環(huán)的SVPWM電流控制10</p><p>　　3.1 滯環(huán)電流控制方式研究10</p><p>　　3.2 三角波調(diào)制法11</p><p>　　3.3 基于定

4、頻滯環(huán)的SVPWM控制12</p><p>　　3.3.1 一種常規(guī)的定頻滯環(huán)電流控制策略12</p><p>　　3.3.2 在新坐標(biāo)系下的空間矢量控制13</p><p>　　3.3.3 指令電壓矢量區(qū)域的確定及控制15</p><p>　　3.3.4 定頻滯環(huán)SVPWM電流控制的實(shí)現(xiàn)21</p><p>

5、;　　4 并聯(lián)混合型有源電力濾波器系統(tǒng)24</p><p>　　4.1 并聯(lián)混合型有源電力濾波器24</p><p>　　4.2 總體系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖25</p><p>　　4.3 并聯(lián)混合型有源濾波器的工作原理分析26</p><p>　　4.4 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)28</p><p>　　4.4.1 無(wú)源濾波器的設(shè)

6、計(jì)28</p><p>　　4.4.2 有源濾波器系統(tǒng)各電路設(shè)計(jì)31</p><p>　　5 混合電力濾波器數(shù)字控制系統(tǒng)仿真40</p><p>　　5.1 仿真軟件介紹40</p><p>　　5.2 有源電力濾波系統(tǒng)仿真模型的建立40</p><p>　　5.3 仿真結(jié)果及分析45</p>

7、<p>　　6 結(jié)論和展望50</p><p><b>　　6.1 結(jié)論50</b></p><p><b>　　6.2 展望50</b></p><p><b>　　致謝51</b></p><p><b>　　參考文獻(xiàn)52</b>

8、</p><p><b>　　1 緒論</b></p><p>　　1.1 選題目的和意義</p><p>　　隨著國(guó)民經(jīng)濟(jì)的快速發(fā)展及電力體制改革,對(duì)電能質(zhì)量及電網(wǎng)安全、經(jīng)濟(jì)運(yùn)行提出了越來(lái)越高的要求。合理地進(jìn)行瞬時(shí)無(wú)功功率理論在有源電力濾波器裝置中的應(yīng)用,不僅能保證電能質(zhì)量, 同時(shí)也能有效地降低電網(wǎng)的電能損耗, 提高經(jīng)濟(jì)效益。</p&g

9、t;<p>　　本次設(shè)計(jì)是對(duì)諧波危害與無(wú)功補(bǔ)償理論及其應(yīng)用研究的一次嘗試性設(shè)計(jì)。在諧波抑制與無(wú)功補(bǔ)償理論及其應(yīng)用研究中，我們?cè)诜治鰺o(wú)源、有源濾波器工作特性的基礎(chǔ)上，研究LC無(wú)源濾波系統(tǒng)電流放大問(wèn)題、發(fā)生諧振的條件及諧振電路的實(shí)現(xiàn)方式；在瞬時(shí)無(wú)功功率理論的基礎(chǔ)上，比較P-Q和兩種諧波電流檢測(cè)方法，提出一種更好的諧波電流檢測(cè)方案，研究空間矢量滯環(huán)控制策略的實(shí)現(xiàn)方式，并進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。培養(yǎng)了我們綜合運(yùn)用多學(xué)科知識(shí)，提高科研開發(fā)能力

10、和工程實(shí)踐能力的目的。設(shè)計(jì)過(guò)程中，我對(duì)諧波抑制和無(wú)功補(bǔ)償?shù)认嚓P(guān)的新知識(shí)進(jìn)行了學(xué)習(xí)，電腦的各項(xiàng)基本操作技能的運(yùn)用有了進(jìn)一步的提高。</p><p>　　1.2 諧波抑制與無(wú)功補(bǔ)償理論的發(fā)展與現(xiàn)狀</p><p>　　1.2.1 諧波問(wèn)題的發(fā)展</p><p>　　電力系統(tǒng)的諧波問(wèn)題早在20世紀(jì)20年代和30年代就引起了人們的注意。當(dāng)時(shí)在德國(guó)，由于使用了靜止汞弧變流器而

11、造成了電壓、電流波形的畸變。早期有關(guān)諧波研究的經(jīng)典論文是1945年J.C. Read發(fā)表的有關(guān)變流器諧波方面的論文。到了50年代和60年代，由于高壓直流輸電技術(shù)的發(fā)展，發(fā)表了有關(guān)變流器引起電力系統(tǒng)諧波問(wèn)題的大量論文，E.W. Kimbark在其著作中對(duì)此進(jìn)行了總結(jié)。70年代以來(lái)，由于電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，各種電力電子裝置在電力系統(tǒng)、工業(yè)、交通及家庭中的應(yīng)用日益廣泛，諧波所造成的危害日益嚴(yán)重。世界各國(guó)都對(duì)諧波問(wèn)題予以充分的關(guān)注，國(guó)際上召

12、開了多次有關(guān)諧波問(wèn)題的學(xué)術(shù)會(huì)議，不少國(guó)家和國(guó)際學(xué)術(shù)組織都制定了限制電力系統(tǒng)諧波及用電設(shè)備諧波的標(biāo)準(zhǔn)和規(guī)定。</p><p>　　我國(guó)對(duì)諧波問(wèn)題的研究起步較晚。吳競(jìng)昌等人1988年出版的《電力系統(tǒng)諧波》一書是我國(guó)關(guān)于諧波問(wèn)題較有影響的著作；夏道止等人1994年出版的《高壓直流輸電系統(tǒng)的諧波分析及濾波》是近年出版的代表性著作。此外，唐統(tǒng)一等人和容健綱等人分別獨(dú)立翻譯了J.Arrillaga等的《電力系統(tǒng)諧波》一書，也

13、在國(guó)內(nèi)有較大的影響。</p><p>　　1.2.2 無(wú)功補(bǔ)償理論的國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn)狀</p><p>　　有源濾波器作為改善供電質(zhì)量的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)，在日本、美國(guó)、德國(guó)等工業(yè)發(fā)達(dá)國(guó)家已得到了高度重視和日益廣泛的應(yīng)用。在日本，己有500多臺(tái)APF投入實(shí)際運(yùn)行，絕大部分為并聯(lián)型APF，這些濾波器主要用于諧波補(bǔ)償，部分同時(shí)用于補(bǔ)償無(wú)功功率。在德國(guó)北部，由西門子公司制造，歐洲最大的一臺(tái)610KVA工業(yè)

14、用并聯(lián)APF己經(jīng)運(yùn)行了近8年。隨著有源電力濾波器價(jià)格的下降，它的市場(chǎng)越來(lái)越大，早期有源電力濾波器的PWM變流器中的主開關(guān)功率器件都采用BJT或GTO，而現(xiàn)在電壓型有源電力濾波器一般都己經(jīng)采用IGBT模塊，從而使有源電力濾波器的容量上升到50KVA一1000KVA。目前，世界上APF的主要生產(chǎn)廠家有日本名電舍公司、美國(guó)西屋電氣公司、德國(guó)西門子公司等。</p><p>　　國(guó)內(nèi)對(duì)于APF的研究尚處在起步階段，清華大學(xué)

15、、武漢大學(xué)、中國(guó)電力科學(xué)研究院、西安交通大學(xué)、東北大學(xué)、重慶大學(xué)、華北電力大學(xué)等單位正積極進(jìn)行這方面的相關(guān)研究，部分單位已經(jīng)研制出樣機(jī)并投入試運(yùn)行。我國(guó)的有源濾波技術(shù)還處在研究實(shí)驗(yàn)階段，工業(yè)應(yīng)用上只有少數(shù)幾臺(tái)樣機(jī)投入運(yùn)行，因此我國(guó)有源濾波技術(shù)具有廣泛的發(fā)展和應(yīng)用前景。</p><p>　　目前APF的研究主要集中在諧波的檢測(cè)，改善補(bǔ)償性能，增加APF的功能，解決不同的諧波源的補(bǔ)償，APF與其他設(shè)備的相互作用以及A

16、PF容量的計(jì)算等問(wèn)題上。</p><p>　?。?）在諧波檢測(cè)理論方面，比較成熟和應(yīng)用最為廣泛的是基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論檢測(cè)方法，瞬時(shí)無(wú)功理論經(jīng)過(guò)不斷改進(jìn)，現(xiàn)包括p-q法,ip-iq法 ，d-q法等方法，但并沒有一種理論可以廣泛的適用于各種情況，每種檢測(cè)方法都有一定的適用范圍或誤差，因此新的諧波檢測(cè)的方法也在不斷的研究之中。</p><p>　　（2）在APF控制方法方面，現(xiàn)在有學(xué)者嘗試采用

17、無(wú)差拍控制和改進(jìn)的無(wú)差拍控制來(lái)改善APF的補(bǔ)償性能，均取得了一定的進(jìn)展。近年來(lái)，APF與其他裝置綜合進(jìn)行補(bǔ)償也逐漸開始得到研究，通過(guò)綜合應(yīng)用來(lái)提供更為廣泛靈活的補(bǔ)償和調(diào)節(jié)功能。但這一部分的研究相對(duì)較少，其中電壓電流關(guān)系以及能量交換的理論還不是很完備，對(duì)設(shè)備的工作過(guò)程和控制方法還有待于進(jìn)一步的研究。另外，APF模型的建立和工作過(guò)程也沒有得到足夠的重視，APF電壓電流關(guān)系和控制方法都存在進(jìn)一步研究和改進(jìn)的余地。</p><

18、;p>　　1.3 本文所做的工作</p><p>　　本文在閱讀和分析了國(guó)內(nèi)外文獻(xiàn)的基礎(chǔ)上，比較了無(wú)源濾波器、有源電力濾波器和混合型濾波器的幾種典型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，提出了一種新型基于數(shù)字信號(hào)處理器(Digital Signal Processor — DSP)的并聯(lián)混合型有源電力濾波器。對(duì)有源電力濾波器中的各種諧波電流檢測(cè)方法進(jìn)行了總結(jié)，闡述了當(dāng)今運(yùn)用最廣的p-q和諧波電流檢測(cè)方法的基本原理，比較了諧波電

19、流補(bǔ)償?shù)母鞣N控制策略以后，提出了一種基于定頻滯環(huán)的SVPWM控制的電流控制策略。并對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，具體研究?jī)?nèi)容如下：</p><p>　?。?）介紹了諧波的危害、抑制諧波的方法和有源電力濾波器的國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn)狀及發(fā)展趨勢(shì)。</p><p>　?。?）分析比較了滯環(huán)電流控制策略和三角波電流控制策略后，提出了一種基于定頻滯環(huán)的SVPWM控制的電流控制策略，并對(duì)其控制原理進(jìn)行了分析。<

20、/p><p>　　（3）提出了一種新型的并聯(lián)混合型有源電力濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)出了以全控型器件IGBT為開關(guān)器件的并聯(lián)型有源電力濾波器主電路，分析了該系統(tǒng)的工作原理，并對(duì)該系統(tǒng)的硬件電路進(jìn)行了設(shè)計(jì)。</p><p>　?。?）利用Matlab6.5仿真軟件搭建系統(tǒng)的仿真模型，驗(yàn)證系統(tǒng)的正確性。</p><p>　　2 諧波與無(wú)功補(bǔ)償理論概述</p><

21、;p><b>　　2.1 諧波的危害</b></p><p>　　諧波產(chǎn)生的危害是多方面的，根據(jù)危害對(duì)象分為三類：對(duì)輸電系統(tǒng)的危害、對(duì)電力用戶的危害和對(duì)信號(hào)干擾方面的危害。</p><p>　?。?）諧波對(duì)輸電系統(tǒng)的危害</p><p>　　增加了系統(tǒng)輸送電能的損耗。諧波會(huì)在輸電線路和變壓器上引起附加損耗，使網(wǎng)損增大；同時(shí)為了提高供電的可

22、靠性，還會(huì)為此增加設(shè)備的預(yù)留裕度，從而降低了系統(tǒng)的輸送能力和經(jīng)濟(jì)效益。</p><p>　　造成系統(tǒng)輸電設(shè)備的損壞，諧波還會(huì)引起旋轉(zhuǎn)電機(jī)的振動(dòng)和噪聲，長(zhǎng)時(shí)間的振動(dòng)容易使金屬產(chǎn)生疲勞，降低機(jī)械強(qiáng)度，從而引起機(jī)械損壞。當(dāng)系統(tǒng)阻抗在諧波電流的激勵(lì)下產(chǎn)生共振時(shí)，還會(huì)出現(xiàn)諧波過(guò)電壓，造成電容、電感和電纜等電器設(shè)備的絕緣損壞。</p><p>　　造成繼電保護(hù)誤動(dòng)和自動(dòng)裝置失靈。諧波成分過(guò)高時(shí)，可能引

23、起繼電保護(hù)誤動(dòng)，從而導(dǎo)致誤操作，誘發(fā)系統(tǒng)解列甚至大面積停電等一系列意料之外的重大事故；也可能使自動(dòng)裝置失靈，二次回路頻繁動(dòng)作，造成繼電器彈性疲勞、接觸不良或觸點(diǎn)粘連。</p><p>　　影響電氣測(cè)量?jī)x表的準(zhǔn)確度。</p><p>　　（2）諧波對(duì)電力用戶的危害</p><p>　　使機(jī)械加工工業(yè)和精密制造業(yè)的加工精度達(dá)不到要求，造成產(chǎn)品質(zhì)量不合格，帶來(lái)資源浪費(fèi)，也

24、影響了生產(chǎn)的連續(xù)性，給企業(yè)和社會(huì)造成了損失。</p><p>　　諧波電壓可能引起局部的并聯(lián)或串聯(lián)諧振，形成局部過(guò)電壓，造成負(fù)荷的絕緣損壞或過(guò)流，如湖北鋁廠諧波影響安陸棉紡廠，導(dǎo)致數(shù)百臺(tái)低壓電動(dòng)機(jī)燒毀。</p><p>　?。?）在信號(hào)干擾方面的危害</p><p>　　諧波會(huì)引起一些保護(hù)設(shè)備誤動(dòng)作，也會(huì)導(dǎo)致電氣測(cè)量?jī)x表計(jì)量不準(zhǔn)確。</p><p

25、>　　諧波通過(guò)電磁感應(yīng)和傳導(dǎo)耦合等方式對(duì)鄰近的電子設(shè)備和通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾，嚴(yán)重時(shí)會(huì)導(dǎo)致它們無(wú)法正常工作。</p><p>　　諧波帶來(lái)的危害越來(lái)越被人們所重視，探討各種消除諧波的方法，已成為電力電子技術(shù)、電力系統(tǒng)、電氣自動(dòng)化、理論電工等領(lǐng)域中的重要研究課題。</p><p>　　2.2 抑制諧波的方法</p><p>　　目前，針對(duì)諧波污染問(wèn)題可以用兩條思路來(lái)

26、解決：第一條是裝設(shè)諧波補(bǔ)償裝置來(lái)補(bǔ)償諧波，這對(duì)各種諧波源都是適用的；第二條就是對(duì)產(chǎn)生諧波的電力電子裝置本身進(jìn)行改造，使其不產(chǎn)生諧波，且功率因數(shù)可控制為1，這種方案只適用于作為主要諧波源的電力電子裝置。</p><p>　　2.2.1 LC無(wú)源濾波器</p><p>　　采用LC濾波器是裝設(shè)諧波補(bǔ)償裝置的傳統(tǒng)方法。這些濾波器是由濾波電容器、電抗器和電阻器等無(wú)源元件構(gòu)成的諧振電路。</p

27、><p>　　圖2-1示出了四種無(wú)源電力濾波器的原理電路圖。</p><p>　　圖2-1 高通濾波器的原理電路圖</p><p>　　Fig.2-1 The principle of high-pass filter circuit</p><p>　　圖2-1中(a)、(b)、(c)、(d)分別為一階、二階、三階和C型四種高通濾波器。<

28、;/p><p>　　一階高通濾波器需要的電容太大，基波損耗也太大，因此一般不采用。</p><p>　　二階高通濾波器的濾波性能最好，但與三階的相比，其基波損耗較高。</p><p>　　三階高通濾波器比二階的多一個(gè)電容C2，C2容量與C1相比很小，它提高了濾波器對(duì)基波頻率的阻抗，從而大大減少了基波損耗，這是三階高通濾波器的主要優(yōu)點(diǎn)。</p><p&

29、gt;　　C型高通濾波器的性能介于二階的和三階的之間。C2與L調(diào)諧在基波頻率上，故可大大減少基波損耗。其缺點(diǎn)是對(duì)基波頻率失諧和元件參數(shù)漂移比較敏感。</p><p>　　以上四種高通濾波器中，最常用的還是二階高通濾波器，C型高通濾波器也有較好的推廣應(yīng)用價(jià)值。</p><p>　　它們的工作原理是對(duì)某些諧波頻率諧振形成低阻通路，使相應(yīng)的諧波電流流入無(wú)源支路而避免流入電網(wǎng)。本課題采用的是二階高

30、通濾波器，以它為說(shuō)明高通濾波器的工作原理。</p><p>　　由圖2-1的（b）可得二階高通濾波器的阻抗為</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　隨頻率變化的曲線如圖2-2所示，該曲線在某一很寬的頻帶范圍內(nèi)呈現(xiàn)為低阻抗，形成對(duì)次數(shù)較高諧波的低阻抗通路，使得這些諧波電流大部分流入高通濾波器。</p>

31、<p>　　圖2-2 二階高通濾波器的阻抗頻率特性</p><p>　　Fig.2-2 The second-order high-pass filter frequency characteristic impedance</p><p>　　無(wú)源濾波方案成本低、技術(shù)成熟，但存在以下缺陷：</p><p>　?。?）諧振頻率依賴于元件參數(shù)，因此只能對(duì)主

32、要諧波進(jìn)行濾波，LC參數(shù)的漂移將導(dǎo)致濾波特性改變，使濾波性能不穩(wěn)定。</p><p>　?。?）濾波特性依賴于電網(wǎng)參數(shù)，而電網(wǎng)的阻抗和諧波頻率隨著電力系統(tǒng)的運(yùn)行工況隨時(shí)改變，因而LC網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)較困難。</p><p>　?。?）電網(wǎng)的參數(shù)與LC可能產(chǎn)生并聯(lián)諧振使該次諧波分量放大，使電網(wǎng)供電質(zhì)量下降。</p><p>　?。?）電網(wǎng)中的某次諧波電壓可能在LC網(wǎng)絡(luò)中產(chǎn)生

33、很大的諧波電流。</p><p>　　為解決無(wú)源濾波器的局限性，更好的抑制電網(wǎng)諧波，改善電能質(zhì)量，人們做了許多學(xué)術(shù)研究和探索，其中具有代表性的是有源電力濾波技術(shù)。</p><p>　　2.2.2 有源電力濾波器</p><p>　　有源電力濾波器（Active Power Filter——APF）是一種能對(duì)頻率和幅值都變化的諧波進(jìn)行跟蹤補(bǔ)償，且補(bǔ)償特性不受電網(wǎng)阻抗影

34、響的電力電子裝置。它的基本原理是從補(bǔ)償對(duì)象中檢測(cè)出諧波電流，由補(bǔ)償裝置產(chǎn)生一個(gè)與該諧波電流大小相等而極性相反的補(bǔ)償電流，從而使電網(wǎng)電流只含基波分量[1]。</p><p>　　1969年Bird和Marsh描述了通過(guò)向交流電網(wǎng)注入三次諧波電流來(lái)減少電源電流中的諧波成分，從而改善電源電流波形的方法，是有源電力濾波技術(shù)的萌芽。1971年H.Sasaki和T.Machida首次完整地描述了有源電力濾波器的基本原理:從被

35、補(bǔ)償對(duì)象中檢測(cè)出諧波電流，由補(bǔ)償裝置產(chǎn)生一個(gè)與該諧波電流大小相等而極性相反的補(bǔ)償電流，從而使電網(wǎng)電流中只含基波分量。但由于當(dāng)時(shí)是采用線性放大的方法產(chǎn)生補(bǔ)償電流，損耗大，成本高，未能在工業(yè)中實(shí)用。隨著功率半導(dǎo)體制造技術(shù)的發(fā)展，1976年L.Gyugyi等人提出采用功率晶體管和PWM逆變器來(lái)構(gòu)造APF，從而確立了APF的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法。1983年，H.Akagi等人提出了瞬時(shí)無(wú)功功率理論，以該理論為基礎(chǔ)的諧波和無(wú)功電流檢測(cè)方法在A

36、PF中得到了成功應(yīng)用，極大地促進(jìn)了APF的發(fā)展。</p><p>　　和無(wú)源濾波器相比，有源電力濾波器具有如下優(yōu)點(diǎn)：</p><p>　?。?）具有高度可控性和快速響應(yīng)性。</p><p>　?。?）不僅能跟蹤補(bǔ)償各次諧波，還可以抑制閃變、補(bǔ)償無(wú)功，有一機(jī)多能的特點(diǎn)。</p><p>　?。?）能自動(dòng)產(chǎn)生所需的無(wú)功功率，甚至是變化的無(wú)功功率。

37、</p><p>　?。?）特性不受系統(tǒng)參數(shù)影響。</p><p>　?。?）可消除與系統(tǒng)阻抗發(fā)生諧振的危險(xiǎn)，無(wú)諧波放大危險(xiǎn)，體積小，重量較輕。</p><p>　?。?）具有自適應(yīng)能力，可自動(dòng)補(bǔ)償變化的諧波。</p><p>　　基于上述優(yōu)點(diǎn)，有源濾波技術(shù)己成為諧波抑制和無(wú)功補(bǔ)償?shù)闹匾椒?，它將給電力工業(yè)帶來(lái)巨大的經(jīng)濟(jì)效益和社會(huì)效益。盡管A

38、PF有著無(wú)源濾波器所不具備的巨大技術(shù)優(yōu)勢(shì)，但是目前要想在電力系統(tǒng)中完全取代無(wú)源濾波器還不太現(xiàn)實(shí)，這是因?yàn)榕c無(wú)源濾波器相比，APF具有如下缺點(diǎn)：</p><p>　?。?）目前廣泛應(yīng)用于三相電路中的APF大都用模擬器件實(shí)現(xiàn)，這種方法的補(bǔ)償特性易和系統(tǒng)發(fā)生并聯(lián)諧振，并且低通濾波器的頻率特性和元器件參數(shù)容易因外界條件發(fā)生改變而改變。</p><p>　?。?）功率器件的容量和工作頻率限制了有源濾

39、波器的設(shè)計(jì)，要實(shí)現(xiàn)大功率但同時(shí)又具有快速電流響應(yīng)的變流器非常困難。</p><p>　?。?）大容量的APF將導(dǎo)致初期投資大，運(yùn)行效率低及電磁干擾大等缺點(diǎn)，并且影響到APF的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償性能。</p><p>　　2.3 衡量APF補(bǔ)償性能的指標(biāo)</p><p>　　從理論上講，APF可使非線性負(fù)載電流中的諧波、無(wú)功和負(fù)序電流得到完全補(bǔ)償，但實(shí)際中很難做到。從電流檢測(cè)到

40、主電路產(chǎn)生實(shí)際需要的補(bǔ)償電流的過(guò)程中，都不可避免地要帶來(lái)誤差，因此需要一個(gè)衡量有源電力濾波器補(bǔ)償性能的指標(biāo)。</p><p>　　有源電力濾波器對(duì)高次諧波電流補(bǔ)償?shù)男Ч梢杂醚a(bǔ)償前后電源電流的總諧波畸變率THD(Total Harmonic Distortion)來(lái)衡量。當(dāng)補(bǔ)償后電源電流總的諧波畸變率小于補(bǔ)償前的諧波畸變率時(shí)，可以認(rèn)為有源濾波器對(duì)諧波電流進(jìn)行了有效補(bǔ)償。補(bǔ)償后電源電流總的諧波畸變率越小，補(bǔ)償效果越

41、好。當(dāng)補(bǔ)償后電源電流總的諧波畸變率為零時(shí)，諧波電流得到了徹底補(bǔ)償。</p><p>　　有源電力濾波器對(duì)基波無(wú)功和負(fù)序電流的補(bǔ)償效果可以用電源電流中無(wú)功電流和負(fù)序電流的殘留情況來(lái)衡量。若補(bǔ)償后電源電流中的無(wú)功電流和負(fù)序電流的有效值和幅值明顯減小，即可認(rèn)為有源電力濾波器對(duì)無(wú)功電流和負(fù)序電流進(jìn)行了有效補(bǔ)償。補(bǔ)償后電源電流的無(wú)功電流和負(fù)序電流越小，補(bǔ)償效果越好。當(dāng)補(bǔ)償后電源電流的無(wú)功電流和負(fù)序電流為零時(shí)，無(wú)功電流和負(fù)序

42、電流得到了徹底補(bǔ)償。</p><p>　　3 基于定頻滯環(huán)的SVPWM電流控制</p><p>　　在計(jì)算出諧波電流之后，最關(guān)鍵的問(wèn)題是如何把計(jì)算出的電流值精確轉(zhuǎn)化為APF主電路中的電流值，也就是如何讓APF產(chǎn)生的補(bǔ)償電流正確及時(shí)地跟蹤檢測(cè)信號(hào)電流[2]。有源電力濾波器控制電路的作用就是根據(jù)補(bǔ)償電流的指令信號(hào)和實(shí)際補(bǔ)償電流之間的相互關(guān)系，得出控制主電路各個(gè)器件通斷的PWM信號(hào)，控制的結(jié)果應(yīng)

43、保證補(bǔ)償電流跟蹤其指令電流信號(hào)的變化。由于有源電力濾波器產(chǎn)生的補(bǔ)償電流應(yīng)實(shí)時(shí)跟隨其指令電流信號(hào)的變化，要求補(bǔ)償電流發(fā)生器具有很好的實(shí)時(shí)性，以達(dá)到理想的補(bǔ)償效果。這就給電流波形控制提出了很高的要求[3]。一般電流跟蹤控制電路必須滿足以下三個(gè)要求：</p><p>　　補(bǔ)償電流的快速控制能力；</p><p>　　由開關(guān)操作而產(chǎn)生的諧波失真要盡量??；</p><p>　

44、　如果是多重化有源濾波器，則必須使每一個(gè)逆變器的開關(guān)頻率相等。</p><p>　　目前電力有源濾波器的電流控制技術(shù)主要有滯環(huán)比較控制法、三角載波線性控制法、無(wú)差拍控制法、PWM觸發(fā)器比較法。隨著現(xiàn)代控制理論和策略的發(fā)展，一些新的控制方式，如：滑膜變結(jié)構(gòu)控制，模型參考自適應(yīng)控制，重復(fù)控制，模糊控制、專家控制系統(tǒng)及神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制、迭代學(xué)習(xí)控制等智能控制思想也逐漸進(jìn)入電力電子系統(tǒng)的控制領(lǐng)域[4]。</p>

45、<p>　　3.1 滯環(huán)電流控制方式研究</p><p>　　滯環(huán)電流控制是一種瞬時(shí)值反饋控制模式，其基本思想就是將電流給定信號(hào)與檢測(cè)到的變流器實(shí)際輸入電流信號(hào)進(jìn)行比較。如果實(shí)際電流大于給定值，則可以通過(guò)改變變流器的開關(guān)狀態(tài)使之減小，反之增大。這樣，實(shí)際電流圍繞給定電流波形作鋸齒狀變化，并將偏差控制在一定的范圍內(nèi)。滯環(huán)電流控制的原理圖如圖3-1所示。</p><p>　　圖3-

46、1 滯環(huán)電流控制原理圖</p><p>　　Fig.3-1 Hysteresis current control diagram</p><p>　　在該方式中，把補(bǔ)償電流的指令信號(hào)與實(shí)際的補(bǔ)償電流信號(hào)進(jìn)行比較，兩者的偏差△作為滯環(huán)比較器的輸入，通過(guò)滯環(huán)比較器產(chǎn)生控制主電路中開關(guān)通斷的PWM信號(hào)，該P(yáng)WM信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路來(lái)控制開關(guān)的通斷，從而控制補(bǔ)償電流的變化。</p><

47、;p>　　在這種控制方式中，滯環(huán)的寬度H對(duì)補(bǔ)償電流的跟隨性能有較大的影響。當(dāng)H較大時(shí)，開關(guān)通斷的頻率即電力半導(dǎo)體器件的開關(guān)頻率較低，故對(duì)電力半導(dǎo)體器件的要求不高，但是跟隨誤差較大，補(bǔ)償電流中高次諧波較大。反之，當(dāng)H較小時(shí)，雖然跟隨誤差小，但是開關(guān)頻率較高。 </p><p>　　但是在采用滯環(huán)比較器的瞬時(shí)值比較方式中，滯環(huán)的寬度通常是固定的，由此導(dǎo)致主電路中電力半導(dǎo)體器件的開關(guān)頻率是變化的。尤其是當(dāng)變化的范

48、圍較大時(shí)，一方面，在值較小時(shí)，固定的環(huán)寬可能使補(bǔ)償電流的相對(duì)跟隨誤差過(guò)大；另一方面，在值大的時(shí)候，固定的環(huán)寬又可能使器件的開關(guān)頻率過(guò)高，甚至可能超出器件允許的最高工作頻率而導(dǎo)致器件損壞。</p><p>　　3.2 三角波調(diào)制法</p><p>　　三角波調(diào)制法是一種最簡(jiǎn)單的電流控制方法，它的工作原理圖如圖3-2所示[5]。</p><p>　　圖3-2 三角波調(diào)

49、制法原理圖</p><p>　　Fig.3-2 Schematic of triangular wave modulate</p><p>　　這種方法將調(diào)制后的實(shí)際補(bǔ)償電流與電流指令信號(hào)的偏差△經(jīng)放大器K放大后，與高頻三角調(diào)制波進(jìn)行實(shí)時(shí)比較，從而得到不同時(shí)刻逆變器的開關(guān)狀態(tài)。采用三角波調(diào)制法的優(yōu)點(diǎn)是電力電子器件的開關(guān)頻率是固定的，有利于簡(jiǎn)化器件的選擇和器件保護(hù)的設(shè)計(jì)，而且動(dòng)態(tài)響應(yīng)好，實(shí)現(xiàn)

50、電路簡(jiǎn)單，對(duì)高開關(guān)頻率的系統(tǒng)有較好的控制特性。但是，這種控制方法具有跟隨誤差大，易產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗和高頻失真的缺點(diǎn)，在大功率應(yīng)用中受到限制，且電流響應(yīng)比瞬時(shí)值比較方式慢。</p><p>　　3.3 基于定頻滯環(huán)的SVPWM控制</p><p>　　3.3.1 一種常規(guī)的定頻滯環(huán)電流控制策略</p><p>　　在進(jìn)行電流解耦控制時(shí)，將誤差電流分解成，其中分量為可

51、獨(dú)立進(jìn)行定頻滯環(huán)電流控制的電流誤差項(xiàng)，而分量為受交流中性點(diǎn)電壓擾動(dòng)而不易定頻滯環(huán)電流控制的電流誤差項(xiàng)。但考慮三相對(duì)稱系統(tǒng)時(shí)，因而當(dāng)控制在一定范圍內(nèi)，則和也將自動(dòng)控制在一定范圍內(nèi)，從而獲得三相無(wú)中線變流器定頻滯環(huán)電流解耦控制。但這種方案的最大缺點(diǎn)是在計(jì)算時(shí)，其準(zhǔn)確度依賴于三相變流器交流側(cè)電感及電阻的參數(shù)，故難以獲得理想的電流控制特性。</p><p>　　當(dāng)三相變流器基于SVPWM控制時(shí)，只要參考電壓矢量位于空間電

52、壓矢量圍城的六邊形區(qū)域時(shí)，無(wú)論誤差電流矢量位于何處，都可以選擇適當(dāng)?shù)氖箿p小，如圖3-3所示。</p><p>　　圖3-3 SVPWM電流可控區(qū)域</p><p>　　Fig.3-3 SVPWM Current Controllable Region</p><p>　　當(dāng)定頻滯環(huán)電流控制和SVPWM電流控制相結(jié)合時(shí)，可獲得基于補(bǔ)償?shù)娜嘧兞髌鞫l滯環(huán)SVPWM電

53、流解耦控制。要保持對(duì)的可控性，須滿足：</p><p><b>　　（3-1）</b></p><p>　?。?-1）式中——三相變流器交流側(cè)電壓矢量。</p><p>　　顯然，當(dāng)滿足式（3-1）時(shí)，可控的區(qū)域?qū)⒆兂蓤D3-4中的虛線六邊形區(qū)域。其最大調(diào)制時(shí)，相電壓峰值為?？梢姡@種控制方案其電壓利用率與只利用SVPWM控制電壓利用率相比，降低

54、了直流電壓利用率。因此，為了取得與常規(guī)的SVPWM同樣控制區(qū)域，必須提高直流側(cè)的電壓利用率，同時(shí)也增加了變流器的功率損耗。</p><p>　　3.3.2 在新坐標(biāo)系下的空間矢量控制</p><p>　　圖3-4所示的是在坐標(biāo)系（a，b，c）下的空間矢量分布圖。它將電壓矢量所分成的三個(gè)區(qū)域表示為三個(gè)平行四邊形區(qū)域：Ⅴ—Ⅵ，Ⅰ—Ⅱ，Ⅲ—Ⅳ。</p><p>　　圖3-

55、4 區(qū)域分布圖</p><p>　　Fig.3-4 The map Regional</p><p>　　對(duì)于Ⅴ—Ⅵ平行四邊形區(qū)域中的四個(gè)電壓矢量V1（100）、V0（000）、V5（001）、V6（101）[這里暫不考慮V7（111）]，其功率開關(guān)管狀態(tài)中，始終有，即b相橋臂下側(cè)功率開關(guān)管始終導(dǎo)通。當(dāng)a相功率開關(guān)管動(dòng)作時(shí)，電壓矢量在V1、V0或V6、V5之間互相切換，從而使得以控制，

56、此時(shí)，由于三相變流器相間輸出電壓不變，則相間電流誤差不受任何影響。</p><p>　　同理，當(dāng)c相功率開關(guān)管動(dòng)作時(shí)，電壓矢量在V0、V5或V1、V6之間相互切換，使得以控制，此時(shí)，由于三相變流器相間輸出電壓不變，則相間電流誤差不受任何影響。</p><p>　　類似分析表明，當(dāng)、時(shí)，三相變流器指令電壓矢量位于區(qū)域Ⅰ—Ⅱ構(gòu)成的平行四邊形中，此時(shí)c相下側(cè)功率開關(guān)管始終導(dǎo)通，可用電壓矢量集獨(dú)立

57、控制、；而當(dāng)、時(shí)，三相變流器指令電壓矢量位于區(qū)域Ⅲ—Ⅳ構(gòu)成的平行四邊形中，此時(shí)a相下側(cè)功率開關(guān)管始終導(dǎo)通，可用電壓矢量集獨(dú)立控制、。</p><p>　　另外，當(dāng)指令電壓矢量位于三相變流器空間電壓矢量所圍成的某個(gè)三角形區(qū)域時(shí)，利用該三角形的三個(gè)頂點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的三個(gè)矢量（包括零矢量V0），不僅可以控制電流誤差矢量，且控制精度最高，該三角形三頂點(diǎn)對(duì)應(yīng)的三個(gè)電壓矢量構(gòu)成了最優(yōu)矢量集，而與該三角形相鄰的兩側(cè)電壓矢量雖可控制誤

58、差電流，但其控制精度將低于最優(yōu)電壓矢量的控制精度，因而構(gòu)成了準(zhǔn)最優(yōu)矢量集。如當(dāng)位于區(qū)域Ⅰ時(shí)，構(gòu)成了控制的最優(yōu)矢量集，而V3、V6構(gòu)成了控制的準(zhǔn)最優(yōu)矢量集。</p><p>　　當(dāng)、時(shí)，三相變流器指令電壓矢量位于區(qū)域Ⅴ—Ⅵ中，如圖3-4所示。此時(shí)，電壓矢量V1、V0、V5、V6指向區(qū)域Ⅴ、Ⅵ的頂點(diǎn)，顯然，，并構(gòu)成了相間電流偏差控制的最優(yōu)和準(zhǔn)最優(yōu)矢量集。觀察區(qū)域Ⅴ—Ⅵ構(gòu)成的平行四邊形，此時(shí)b相下側(cè)功率開關(guān)管始終導(dǎo)通，

59、因而可用電壓矢量集獨(dú)立控制、。</p><p>　　顯然，上述SVPWM控制中所用的4個(gè)電壓矢量中，其中3個(gè)為最優(yōu)電壓矢量，而一個(gè)為準(zhǔn)最優(yōu)電壓矢量，并且得到了與相間電流定頻解耦滯環(huán)控制相同的結(jié)論，因而是一種基于相間電流解耦的定頻滯環(huán)SVPWM控制。這種基于相間電流解耦的定頻滯環(huán)SVPWM控制方法，其電流的可控區(qū)域?yàn)?個(gè)平行四邊形之和，即仍是三相變流器空間電壓矢量（k=0,…,7）所構(gòu)成的正六邊形區(qū)域，因而并沒有降

60、低變流器的直流側(cè)電壓利用率。</p><p>　　3.3.3 指令電壓矢量區(qū)域的確定及控制</p><p>　　要實(shí)現(xiàn)三相變流器定頻滯環(huán)SVPWM電流控制，其指令電壓矢量區(qū)域的確定極為重要。而區(qū)域的確定，則依賴于對(duì)三相變流器相間電流偏差的檢測(cè)，為此設(shè)立了雙滯環(huán)比較單元，如圖3-5所示[6]。</p><p>　　圖3-5 雙滯環(huán)電流比較特性</p>&

61、lt;p>　　Fig.3-5 Two more current hysteresis characteristics</p><p>　　圖3-5中，i j=a b，b c，c a</p><p>　　——外滯環(huán)比較單元輸出狀態(tài)值；</p><p>　　——內(nèi)滯環(huán)比較單元輸出狀態(tài)值；</p><p>　　、——分別為外、內(nèi)滯環(huán)寬度，且。

62、 </p><p>　　外滯環(huán)比較單元的作用是根據(jù)其輸出狀態(tài)確定參考電壓矢量在圖3-4中所在的平行四邊形區(qū)域，而內(nèi)滯環(huán)比較單元的作用是根據(jù)其輸出狀態(tài)最終確定具體采用的控制電壓矢量。</p><p>　?。?） 外滯環(huán)比較單元的工作原理</p><p>　　圖3-6所示為外滯環(huán)比較器工作原理圖，針對(duì)外滯環(huán)比較單元的輸出狀態(tài)，若=1，對(duì)于，則表明應(yīng)施加指令電壓矢量控制，

63、使上升，與此同時(shí)，如果=0，對(duì)于，則表明應(yīng)施加指令電壓矢量控制，使下降。對(duì)于=1且=0時(shí)，必須使、，故應(yīng)在圖3-4的Ⅴ-Ⅵ區(qū)域。</p><p>　　圖3-6外滯環(huán)比較器原理圖</p><p>　　Fig.3-6 Foreign comparator hysteresis diagram</p><p>　　同理可以推得，對(duì)于且時(shí)，必須使、，應(yīng)在圖3-6的Ⅰ—Ⅱ區(qū)域

64、，對(duì)于且時(shí)，必須使、，應(yīng)在圖3-6的Ⅲ—Ⅳ區(qū)域。</p><p>　　推而廣之，若，則，反之，當(dāng)，則，而由的極性即可判斷應(yīng)在的區(qū)域，其中。表3-1表示了與所在區(qū)域的關(guān)系。</p><p>　　表3-1 的區(qū)域和的關(guān)系</p><p>　　Tab.3-1 The relationship between the regional of and </p>

65、<p>　　注：“×”表 示可以任意取值。</p><p>　　表中：、、為VSI功率開關(guān)管的開關(guān)函數(shù)</p><p>　　由表3-1可看出，當(dāng)采用上述定頻滯環(huán)SVPWM電流控制時(shí)，當(dāng)在空間旋轉(zhuǎn)一周時(shí)，a、b、c三個(gè)橋臂各有1/3周期不調(diào)制，這就降低了開關(guān)損耗。這類a、b、c三個(gè)橋臂各有1/3周期不調(diào)制的PWM控制，相當(dāng)于在每相調(diào)制信號(hào)中加入了零序調(diào)制分量，由于零序調(diào)

66、制分量在提高三相無(wú)中線變流器電壓利用率的同時(shí)，并不會(huì)影響其相間電流的跟蹤控制，因而這種定頻滯環(huán)SVPWM電流控制是一種優(yōu)化的電流控制方案。</p><p>　　（2）內(nèi)滯環(huán)比較單元的工作原理</p><p>　　當(dāng)指令電壓矢量所在的平行四邊形區(qū)域確定以后，則必須對(duì)該平行四邊形四個(gè)頂點(diǎn)對(duì)應(yīng)的四條空間電壓矢量作出選擇，以控制電流誤差矢量，而內(nèi)滯環(huán)比較單元?jiǎng)t能實(shí)現(xiàn)對(duì)具體控制電壓矢量的選擇。圖3-

67、7所示為內(nèi)滯環(huán)比較器的工作原理圖。</p><p>　　圖3-7 內(nèi)滯環(huán)比較器原理圖</p><p>　　Fig.3-7 Comparator with hysteresis diagram</p><p>　　內(nèi)環(huán)相電流比較器是階梯型特性，具有較小的滯環(huán)，構(gòu)成圖3-10中的內(nèi)六角形，其輸出值為-1, 0, 1之一，當(dāng)相電流從正方向超出時(shí)，輸出為1，從負(fù)方向超出時(shí)，

68、輸出為-1，在滯環(huán)內(nèi)輸出為0。</p><p>　　內(nèi)環(huán)相電流比較器的輸出為、、。當(dāng)電流誤差位于圖3-10中內(nèi)六角形內(nèi)部時(shí)，說(shuō)明電流誤差在允許的范圍內(nèi)，不必進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作。一旦電流誤差越出內(nèi)六角形，根據(jù)的值，可將內(nèi)外六角形中間的區(qū)域劃分為12個(gè)小區(qū)域，如圖3-8中內(nèi)外六角形間被虛線分成的區(qū)域1-12。</p><p><b>　　圖3-8控制矢量圖</b></p&

69、gt;<p>　　Fig.3-8 Control vector</p><p>　　當(dāng)位于圖3-10的區(qū)域1時(shí)，其在a、b和c軸上的投影可以看出，而、均在滯環(huán)內(nèi)，此時(shí)、、。同理可以推出在其他區(qū)域的情況。如表3-2所示。</p><p>　　表3-2 的區(qū)域與的關(guān)系</p><p>　　Tab.3-2 The relationship between t

70、he regional of and </p><p>　　首先討論一下在Ⅴ—Ⅵ區(qū)域時(shí)的情況。</p><p>　　當(dāng)處于Ⅴ—Ⅵ區(qū)域時(shí)，由表3-1可知，=1、=0、=0, 且、可調(diào)。這表明，此時(shí)、，且三相變流器 b相下橋臂功率開關(guān)管始終導(dǎo)通，由前面的可知，如果使，則；若使，則。換言之，當(dāng)內(nèi)滯環(huán)比較單元輸出狀態(tài)=1時(shí)，表明此時(shí)過(guò)小，應(yīng)使=1，以控制使增大，；而當(dāng)內(nèi)滯環(huán)比較單元輸出狀態(tài)=0時(shí)

71、，表明過(guò)大，應(yīng)使=1，以控制使減小。這樣可得在Ⅴ—Ⅵ區(qū)域中的開關(guān)函數(shù)邏輯關(guān)系式為:</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　同理，可以得出在Ⅰ—Ⅱ區(qū)域時(shí)的開關(guān)函數(shù)邏輯關(guān)系式為:</p><p><b>　?。?-3）</b></p><p>　　在Ⅲ—Ⅳ區(qū)域時(shí)的開關(guān)函數(shù)邏

72、輯關(guān)系式為:</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　將式（3-2）—（3-4）進(jìn)行邏輯運(yùn)算，便可導(dǎo)出在任意區(qū)域時(shí)的三相變流器開關(guān)函數(shù)邏輯關(guān)系式，為</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　由上面的可得到內(nèi)、外滯環(huán)比較器的輸出狀態(tài)和所在區(qū)域的關(guān)

73、系，如表3-3所示。</p><p>　　表3-3 內(nèi)、外滯環(huán)比較器的輸出狀態(tài)和所在區(qū)域的關(guān)系表</p><p>　　Tab.3-3 The output of comparator hysteresis state outside the region and the Table</p><p>　　顯然，通過(guò)外滯環(huán)比較單元和內(nèi)滯環(huán)比較單元的雙滯環(huán)比較控制，最終確

74、定了三相變流器開關(guān)函數(shù)的取值，也就選定了三相變流器控制電壓矢量（k=0,…,7）。</p><p>　　3.3.4 定頻滯環(huán)SVPWM電流控制的實(shí)現(xiàn)</p><p>　　同常規(guī)的定頻滯環(huán)電流控制類似，可以引入鎖相環(huán)控制，以動(dòng)態(tài)調(diào)整內(nèi)、外滯環(huán)寬度，從而獲得定頻滯環(huán)SVPWM電流控制，其控制結(jié)構(gòu)如圖3-9所示。</p><p>　　圖3-9定頻滯環(huán)SVPWM電流控制的結(jié)

75、構(gòu)圖</p><p>　　Fig.3-9 The Structure of the Current Control of the Fixed-frequency Hysteresis SVPWM</p><p>　　由前面的分析可知，當(dāng)外滯環(huán)比較單元判定指令電壓矢量所在的平行四邊形區(qū)域時(shí)，實(shí)際上只有兩個(gè)相間電流誤差可以獨(dú)立控制。</p><p>　　如當(dāng)在Ⅲ—Ⅳ區(qū)域

76、時(shí)，，則、可獨(dú)立控制，而第三個(gè)相間電流 。為了提高的控制精度，應(yīng)使、大小接近，且方向相反。對(duì)于定頻滯環(huán)電流控制，電流誤差的峰值點(diǎn)時(shí)刻與滯環(huán)比較器的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)時(shí)刻相同，即電流誤差信號(hào)的相位和比較器的輸出信號(hào)相位一致，所以要使兩獨(dú)立控制的相間電流誤差、方向相反，只需使相應(yīng)的內(nèi)滯環(huán)比較器的輸出信號(hào)相位相反即可，如圖3-10所示。</p><p>　　圖3-10 、的反相控制</p><p>　　F

77、ig.3-10 Inversion of Control of 、</p><p>　　在此，由于使用了鎖相環(huán)，在進(jìn)行定頻控制時(shí)，對(duì)兩個(gè)相應(yīng)的受控相間電流比較器，應(yīng)使其中一個(gè)比較器輸出信號(hào)與鎖相環(huán)定頻同步信號(hào)同相，而另一個(gè)比較器輸出信號(hào)應(yīng)與鎖相環(huán)定頻同步信號(hào)反相。</p><p>　　同理可以推出其他情況，表3-4給出了內(nèi)滯環(huán)比較器輸出信號(hào)相位關(guān)系。</p><p>

78、;　　表3-4 內(nèi)滯環(huán)比較器輸出信號(hào)相位關(guān)系</p><p>　　Tab.3-4 Output Signal Phase Relations of the Internal Hysteresis Comparator</p><p>　　4 并聯(lián)混合型有源電力濾波器系統(tǒng)</p><p>　　4.1 并聯(lián)混合型有源電力濾波器</p><p>

79、　　圖4-1、圖4-2分別為傳統(tǒng)和新型并聯(lián)混合電力濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，對(duì)比不難發(fā)現(xiàn)除了有源濾波器（APF）分別控制電壓源和電流源以外，兩拓?fù)涞闹饕獏^(qū)別在于電流源型在APF兩端并聯(lián)了附加電感La，同時(shí)電流源型中的無(wú)源濾波器為幾條純調(diào)諧LC濾波支路組成，而電壓源型中的無(wú)源濾波器的幾條LC濾波支路存在頻偏。它們?cè)谥C波頻率下的等效電路如圖4-3和圖4-4。</p><p>　　圖4-1 傳統(tǒng)并聯(lián)混合電力濾波器結(jié)構(gòu)圖 圖

80、4-2 新型并聯(lián)混合電力濾波器結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　Fig.4-1 Structrue of the Traditional Parallel Fig.4-2 Structrue of the New-typed </p><p>　　Hybrid Power Filter Parallel Hybrid Power Filter</p>

81、;<p>　　圖4-3傳統(tǒng)并聯(lián)混合電力濾波器等效電路圖 圖4-4新型并聯(lián)混合電力濾波器結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　Fig.4-3 Equivalent Circuit of theTraditional Fig.4-4 Structrue of the New-typed </p><p>　　Parallel Hybrid Power Filter

82、 Parallel Hybrid Power Filter</p><p>　　對(duì)新型混合濾波器的諧波頻率下的等效電路圖進(jìn)行戴維南等效變換將變成傳統(tǒng)混合濾波器在諧波頻率下的等效電路，這里新型拓?fù)涞刃щ娐分械募冋{(diào)諧LC濾波器和附加電感La串聯(lián)等效諧波阻抗等于傳統(tǒng)拓?fù)渲械腖C濾波器的諧波阻抗。故在本文中采用新型并聯(lián)混合電力濾波器。</p><p>　　4.2 總體系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖</p

83、><p>　　圖4—5示出了使用新型并聯(lián)型混合電力濾波器系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。</p><p>　　圖4—5并聯(lián)混合型有源濾波器的構(gòu)成</p><p>　　Fig.4-5 The Composition of the Parallel Hybrid Active Filter</p><p>　　圖4-5中，負(fù)載為諧波源，在這里我使用的是電力系統(tǒng)中的

84、一種典型諧波源—三相橋式全控整流器，整流器的直流側(cè)為阻感負(fù)載。T1為整流變壓器。</p><p>　　在該系統(tǒng)中，無(wú)源濾波器由多個(gè)單調(diào)諧支路組成，APF則與一個(gè)很小的附加電感La通過(guò)耦合變壓器并聯(lián)后串入無(wú)源濾波器中。耦合變壓器起到隔離、匹配PWM變流器電壓、電流容量的作用。諧波和無(wú)功主要由無(wú)源濾波器補(bǔ)償，而APF的作用是改善無(wú)源濾波器的濾波特性，抑制電網(wǎng)阻抗對(duì)無(wú)源濾波器的影響，以及抑制電網(wǎng)與無(wú)源濾波器之間可能發(fā)生

85、的諧振，從而使整個(gè)濾波器獲得很好的濾波特性。</p><p>　　在該混合電力濾波器中，APF被控為諧波電流源，使得基波無(wú)功電流被強(qiáng)迫流過(guò)附加電感La，而APF中只流過(guò)諧波電流。由于無(wú)源濾波器被配置為純調(diào)諧，APF基本上不承受諧波電壓。又由于La與無(wú)源濾波器相比基波阻抗很小，所以它兩端所占基波電壓很小，因此APF的容量可以做到很小。當(dāng)APF過(guò)流或故障時(shí)，借助于快速熔斷器，APF可以迅速脫離整個(gè)濾波器。而原為零偏的

86、無(wú)源濾波器由于電感La的串入而有一定的頻偏，可以正常工作。由理論分析，可見，這種新型混合具有很強(qiáng)的實(shí)用性。</p><p>　　該并聯(lián)混合型有源電力濾波器將有源濾波器與無(wú)源濾波器串聯(lián)后再與非線性負(fù)載并聯(lián)。通過(guò)無(wú)源濾波器隔離基波電壓，充分發(fā)揮無(wú)源濾波器、有源濾波器各自的優(yōu)勢(shì)，消除它們各自的弊端，盡量減小有源濾波器的容量，既解決了絕緣問(wèn)題又降低了成本。</p><p>　　4.3 并聯(lián)混合型有

87、源濾波器的工作原理分析</p><p>　　為分析方便，本文對(duì)單相系統(tǒng)進(jìn)行分析研究，結(jié)論可以推廣到三相系統(tǒng)。圖4—6示出了系統(tǒng)的單相等效電路圖。</p><p>　　圖4—6系統(tǒng)的單相等效電路</p><p>　　Fig.4-6 The Single-phase Equivalent Circuit of the System</p><p>

88、;　　這里假設(shè)有源電力濾波器是一個(gè)理想的受控電壓源，且,諧波源被看作一個(gè)電流源。圖中為電源阻抗；為L(zhǎng)C濾波器的總阻抗。</p><p>　　當(dāng)不接有源電力濾波器，即K=0時(shí)，負(fù)載諧波電流由LC濾波器補(bǔ)償，其補(bǔ)償特性取決于和。由圖4—6有</p><p><b>　　(4—1)</b></p><p>　　如果電源阻抗很?。▅|），或無(wú)源濾波器沒

89、有調(diào)諧到負(fù)載所產(chǎn)生的諧波頻率，此時(shí)，，就達(dá)不到所要求的濾波特性。</p><p>　　當(dāng)和在特定頻率處發(fā)生并聯(lián)諧振（|）時(shí)，此時(shí)將出現(xiàn)諧波放大現(xiàn)象，流入電源的諧波電流比負(fù)載中的諧波電流還要大。</p><p>　　當(dāng)接入有源電力濾波器，并控制為一個(gè)電壓源</p><p><b>　　（4—2）</b></p><p>　

90、　此時(shí)，有源電力濾波器將迫使負(fù)載中的諧波電流流入LC濾波器，使得電源電流中不含諧波?？梢?，有源電力濾波器的功能是解決LC濾波器所固有的問(wèn)題。 </p><p>　　當(dāng)只考慮對(duì)的補(bǔ)償特性時(shí)，假設(shè)電源電壓為正弦波。電源電流的諧波分量、連接點(diǎn)處諧波電壓、有源濾波器的輸出電壓由以下三式給出：</p><p><b>　?。?—3）</b></p><p&g

91、t;<b>　?。?—4） </b></p><p><b>　　（4—5）</b></p><p>　　圖4—7系統(tǒng)對(duì)的等效電路 圖4—8系統(tǒng)對(duì)Ush的等效電路</p><p>　　Fig.4-7 The Single-phase Equivalent Fig.4-8 The Single-pha

92、se Equivalent Circuit</p><p>　　Circuit of the System to of the System to Ush</p><p>　　式（4—3）說(shuō)明，對(duì)于而言，圖4—6和圖4—7是等效的，因而可將單相等效電路化成圖4—7的形式。由圖4—7可以看出，這相當(dāng)于給串接了一個(gè)純電阻K。</p><p

93、>　　4.4 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)</p><p>　　4.4.1 無(wú)源濾波器的設(shè)計(jì)</p><p>　　本系統(tǒng)采用投資費(fèi)用最小的方法來(lái)設(shè)計(jì)無(wú)源濾波器。由第三章的仿真可以看出，電網(wǎng)中的諧波電流以5次、7次諧波為主，所以采用單調(diào)諧無(wú)源濾波器來(lái)濾除5次、7次諧波，其他的高次諧波采用高通濾波器來(lái)濾除。</p><p>　?。?） 單調(diào)諧濾波器的設(shè)計(jì)</p>&

94、lt;p>　　根據(jù)諧波治理對(duì)象的諧波含量特點(diǎn)確定單調(diào)諧無(wú)源濾波器的具體濾波次數(shù)后，電容C和電感L具體參數(shù)設(shè)計(jì)要從以下幾個(gè)方面來(lái)考慮：</p><p><b>　　LC的容量</b></p><p>　　單調(diào)諧濾波器中的電容和電抗器主要承受兩種頻率的激勵(lì)作用，一個(gè)是電網(wǎng)基波頻率電壓，另一個(gè)是調(diào)諧頻率電流。</p><p><b>

95、　　電容容量為：</b></p><p><b>　　（4-6）</b></p><p><b>　　電抗器的容量為：</b></p><p><b>　?。?-7）</b></p><p>　　式中：——基波相電壓；</p><p><

96、;b>　　——n次諧波電流。</b></p><p><b>　　LR的數(shù)值</b></p><p>　　采用投資費(fèi)用最小的方法來(lái)設(shè)計(jì)單調(diào)諧濾波器。設(shè)電容和電感的單位容量的投資為P和H，則濾波器所需的資金為：</p><p><b>　?。?-8）</b></p><p>　　由式

97、（4-6）、（4-7）可知，式（4-8）中的y是關(guān)于C的函數(shù)，為求得y取最小值時(shí)C的值，用y對(duì)C求導(dǎo)并令其等于0，可得電容C為：</p><p><b>　?。?-9）</b></p><p><b>　　根據(jù)可得：</b></p><p><b>　?。?-10）</b></p>&l

98、t;p>　　（4-11） </p><p>　　式中:：Q——濾波器的品質(zhì)因數(shù)，一般取值在30-60之間。</p><p>　?。?） 高通濾波器的設(shè)計(jì)</p><p>　　高通濾波器的工作原理在第一章中已經(jīng)介紹過(guò)了。本系統(tǒng)中采用二階高通濾波器濾除11次以上的諧波電流，其濾波特性由以下兩個(gè)參數(shù)描述：</p><p><b&g

99、t;　?。?-12）</b></p><p><b>　?。?-13） </b></p><p>　　其中，——截止頻率，</p><p>　　——與品質(zhì)因數(shù)直接相關(guān)，一般取值在0.5-2之間。</p><p>　　高通濾波器電容和電感的容量分別為：</p><p><b>

100、　?。?-14）</b></p><p><b>　?。?-15）</b></p><p>　　式中，——負(fù)載諧波電流的高次諧波電流；</p><p>　　——用來(lái)估算高次電流作用在電感上的容量的系數(shù)。</p><p>　　設(shè)電容電感的單位容量的投資為和，則高通濾波器的費(fèi)用為：</p><

101、p><b>　　（4-16）</b></p><p>　　式中y是關(guān)于C的函數(shù)，為求得y取最小值時(shí)C的值，用y對(duì)C求導(dǎo)并令其等于0，可得電容C為：</p><p><b>　?。?-17）</b></p><p><b>　　則有：</b></p><p><b&g

102、t;　　（4-18）</b></p><p>　　取截止頻率為9次，計(jì)算可得高通濾波器的參數(shù)。</p><p>　　由上述經(jīng)驗(yàn)算法可得出無(wú)源部分的參數(shù)：</p><p><b>　　5次部分： ，</b></p><p><b>　　7次部分： ，</b></p>&l

103、t;p>　　高通濾波器部分： ，，</p><p>　　4.4.2 有源濾波器系統(tǒng)各電路設(shè)計(jì)</p><p>　　有源電力濾波器要能有效地補(bǔ)償整流裝置產(chǎn)生的諧波電流和無(wú)功電流，對(duì)諧波及無(wú)功電流檢測(cè)電路以及補(bǔ)償電流發(fā)生電路分別提出了要求。檢測(cè)電路必須能及時(shí)準(zhǔn)確地計(jì)算出指令電流，補(bǔ)償電流發(fā)生電路必須能實(shí)時(shí)準(zhǔn)確地跟蹤指令電流。</p><p>　　諧波電流檢測(cè)部分包

104、括：負(fù)載電流檢測(cè)、電源電壓同步信號(hào)的檢測(cè)、有源電力濾波器補(bǔ)償電流的檢測(cè)這三部分。</p><p>　　在本課題中，對(duì)于負(fù)載電流檢測(cè)和有源電力濾波器補(bǔ)償電流的檢測(cè)這兩部分采用霍爾電流傳感器來(lái)實(shí)現(xiàn)。電源電壓同步信號(hào)的檢測(cè)是為了產(chǎn)生與電源電壓同相位的正弦波信號(hào)，在此，本文用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)。</p><p>　?。?） 霍爾（HALL）傳感器</p><p>　　對(duì)于直流及非正

105、弦（含有諧波分量較多）的交流電壓和電流信號(hào)的隔離傳送，最好的方法是用霍爾電壓和電流傳感器?；魻杺鞲衅鞑粌H可實(shí)現(xiàn)被測(cè)電路與反饋電路的可靠隔離，而且與其它電流傳感器相比，霍爾傳感器具有以下優(yōu)點(diǎn)：</p><p>　　可以測(cè)量任意波形的電流；</p><p><b>　　精度高，優(yōu)于1%；</b></p><p>　　線性度好，優(yōu)于0. 1%；<

106、;/p><p>　　動(dòng)態(tài)性能好，響應(yīng)時(shí)間小于1,跟蹤速度；</p><p>　　工作頻帶寬：0-100kHz內(nèi)精度為1%,,0-5kHz內(nèi)精度為0.5%；</p><p>　　靈敏度高,可在幾百安的直流電流上區(qū)分幾毫安的交流分量；</p><p>　　體積小，重量輕，易于安裝。</p><p>　　因此，霍爾電流傳感器非常

107、適合于有源電力濾波中電流信號(hào)的檢測(cè)。</p><p>　　霍爾電流傳感器的接線如圖4-8所示。一次被測(cè)電流多采用穿線式。將被測(cè)電流I的導(dǎo)線由傳感器模塊中間的孔穿過(guò)（單匝或多匝）即可得到測(cè)量電流，的額定值一般為100mA，通過(guò)采樣電阻，可將電流轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)。霍爾傳感器使用時(shí)需要±15V的直流電源。</p><p>　　圖4-8 霍爾電流傳感器接線示意圖</p>&l

108、t;p>　　Fig.4-8 Patching sketch of current sensor</p><p>　　本課題中選用南京托肯電子科技有限公司生產(chǎn)的霍爾電流傳感器TBC10LX檢測(cè)輸入交流電流，用霍爾電壓傳感器TBC10/25A采集輸入交流電壓, 用霍爾電流傳感器TBC5/25A采集輸出直流電壓。</p><p><b>　?。?）鎖相環(huán)</b><

109、;/p><p>　　電網(wǎng)的頻率存在一定變化，當(dāng)DSP對(duì)電網(wǎng)信號(hào)采集的N個(gè)等間隔樣本點(diǎn)并不恰好均勻落在電網(wǎng)的一個(gè)整周波內(nèi)時(shí)，將會(huì)造成測(cè)量的誤差。為消除這個(gè)誤差，過(guò)去常常用對(duì)檢測(cè)到的采樣值進(jìn)行插值運(yùn)算或引入窗函數(shù)的方法進(jìn)行處理，這將增加編程量及運(yùn)算時(shí)間。減少或者消除同步誤差的方法是使用同步采樣技術(shù)，即在系統(tǒng)中采用同步采樣環(huán)節(jié)，使采樣點(diǎn)均勻的分布在電網(wǎng)的一個(gè)整周波內(nèi)。在實(shí)際使用中，同步采樣有兩種常用方法。一種方法是使用軟件

110、定時(shí)同步采樣方法，即采用過(guò)零比較器檢測(cè)信號(hào)負(fù)向過(guò)零點(diǎn)，并向DSP發(fā)出中斷請(qǐng)求信號(hào)，兩次中斷之間的時(shí)間就是信號(hào)的整個(gè)周波。根據(jù)每個(gè)周波的采樣次數(shù)計(jì)算出每?jī)蓚€(gè)采樣點(diǎn)之間的時(shí)間間隔，通過(guò)軟件定時(shí)器控制采樣/保持器和A/D轉(zhuǎn)換器。這種方法硬件簡(jiǎn)單，但是需要DSP計(jì)算和干預(yù)。第二種方法是利用硬件實(shí)現(xiàn)同步采樣，可以采用鎖相環(huán)頻率倍增技術(shù)來(lái)控制采樣的定時(shí)和速率，從而實(shí)現(xiàn)用硬件保證采樣的同步性，從根本上消除因采樣不同步造成的誤差。</p>

111、<p>　　有源電力濾波系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)是如何實(shí)時(shí)檢測(cè)非線性負(fù)載電流中的無(wú)功分量和諧波分量以獲得系統(tǒng)控制電路所需的補(bǔ)償電流指令信號(hào)。其準(zhǔn)確性將影響到整個(gè)有源電力濾波系統(tǒng)的濾波性能。在諧波電流檢測(cè)中要用到與電網(wǎng)電壓同相的電壓、電流信號(hào)，本文采用的是第二種方法。</p><p>　　圖4-9 鎖相環(huán)同步采樣原理圖</p><p>　　Fig.4-9 Schematic Diagram

112、 of PLL Simultaneous Sampling</p><p>　　圖4-9是使用鎖相環(huán)同步采樣的電網(wǎng)信號(hào)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的框圖。圖中，鎖相環(huán)與外接的分頻器構(gòu)成頻率倍增電路。被測(cè)電網(wǎng)信號(hào)經(jīng)過(guò)低通濾波器和過(guò)零比較器整形。過(guò)零比較器輸出信號(hào)與壓控振蕩器輸出的經(jīng)過(guò)分頻器分頻的信號(hào)在鑒相器內(nèi)進(jìn)行相位比較。鑒相器的輸出經(jīng)低通濾波器后控制壓控振蕩器的頻率，使壓控振蕩器輸出經(jīng)分頻器分頻后的頻率向被測(cè)信號(hào)頻率靠攏、直至頻