多用途小功率開關(guān)電源設(shè)計

1、<p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　1 緒論1</b></p><p><b>　　1.1 引言2</b></p><p>　　1.2開關(guān)電源市場情況2</p><p>　　1.3 開關(guān)電源的技術(shù)性能3</p>

2、<p>　　1.4 設(shè)計的指標5</p><p>　　2 開關(guān)電源電路的工作原理6</p><p>　　2.1 開關(guān)電源的電路組成6</p><p>　　2.2 輸入電路的原理及常見電路7</p><p>　　2.3 功率變換電路7</p><p>　　2.4 輸出整流濾波電路9<

3、;/p><p>　　2.5 穩(wěn)壓環(huán)路原理10</p><p>　　2.6 短路保護電路11</p><p>　　2.7 輸出端限流保護13</p><p>　　3 基于TL494開關(guān)電源的實現(xiàn)14</p><p>　　3.1 芯片選擇14</p><p>　　3.2 整個控制電

4、路的設(shè)計18</p><p>　　3.3 整個系統(tǒng)框圖26</p><p>　　4 可靠性分析27</p><p>　　4.1 影響開關(guān)電源可靠性的因素27</p><p>　　4.2 可靠性設(shè)計的原則29</p><p>　　4.3 可靠性設(shè)計30</p><p>　　4

5、.4 電源的熱設(shè)計31</p><p><b>　　5 總結(jié)344</b></p><p><b>　　參考文獻355</b></p><p><b>　　1 緒論</b></p><p><b>　　1.1 引言</b></p>

6、<p>　　隨著電力電子技術(shù)的告訴發(fā)展，電力電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切，而電子設(shè)備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關(guān)電源相繼進入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機、通訊、電子檢測設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源，更促進了開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出

7、電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC和MOSFET構(gòu)成。開關(guān)電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關(guān)電源，這一成本反轉(zhuǎn)點。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關(guān)電源技術(shù)在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉(zhuǎn)點日益向低輸出電力端移動，這為開關(guān)電源提供了廣泛的發(fā)展空間。    開關(guān)電源高頻化是其發(fā)展的方向，

8、高頻化使開關(guān)電源小型化，并使開關(guān)電源進入更廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。另外開關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有</p><p><b>　　開關(guān)電源市場情況</b></p><p>　　據(jù)Frost＆Saullivan公司的資料顯示，1999年，全球開關(guān)電源市場的規(guī)模從1992年的84億美元猛

9、增至166億美元，平均年增長率為10％。這是由于作為電源和開關(guān)電源最主要用戶的計算機及其外轉(zhuǎn)設(shè)備市場的不斷發(fā)展，以通訊通信業(yè)的異軍突起，促進了開關(guān)電源市場的日益增長，使全球開關(guān)電源市場呈現(xiàn)出十分美好的前景。 目前，在計算機、電子儀器儀表和通信設(shè)備中應(yīng)用得最多的開關(guān)電源，有AC／DC、DC／DC兩種。到2000年，AC／DC產(chǎn)品所占的市場份額，將從1992年的80%減少為76%，而DC／DC產(chǎn)品所占的市場份額，將從1992年的20

10、％增長為24de。開關(guān)電源除了主要應(yīng)用在計算機、儀器儀表和通信領(lǐng)域之外，還普遍應(yīng)用在通用工業(yè)和消費電子產(chǎn)品領(lǐng)域。 開關(guān)電源產(chǎn)品的主要特點是體積小、重量輕、效率高，正在向著模塊化、擴大輸出電壓范圍、提高輸人端功率因數(shù)、抗電磁干擾性強以及附加備用電池的方向發(fā)展。在開關(guān)電源領(lǐng)域，正在開展一系列的技術(shù)革新，例如功率系數(shù)的校正、相位調(diào)制、高頻電源、零電壓和零電流轉(zhuǎn)換以及單片式轉(zhuǎn)換調(diào)節(jié)器等，所有這些改進，都使開關(guān)電源的性能和效率大為提高，使

11、其應(yīng)用范圍大</p><p>　　1998年上半年，世界上生產(chǎn)開關(guān)電源的廠商已達600多家。雖然開關(guān)電源的廠商不少，但是由于業(yè)內(nèi)的競爭異常激烈，目前還沒有哪一家廠商能獨家壟斷市場。 日本和美國的電子工業(yè)和通信業(yè)很發(fā)達，因此對開關(guān)電源的需求量非常大。日本約占全球市場的50%；美國約占29%；歐洲約占11％；亞洲（除日本以外）約占5％。雖然亞洲目前在全球開關(guān)電源市場上所占比例尚小，但是，據(jù)Frost＆Sull

12、ivan公司預(yù)測，到2000年，由于亞洲通信業(yè)的高速發(fā)展，對開關(guān)電源的需求也將與日俱增，其需求量在全球市場上的比例將翻一番，上升至10％，并且這個比例還將在對世紀初期繼續(xù)增長，從而成為世界上最有發(fā)展?jié)摿Φ拈_關(guān)電源市場之一。</p><p>　　1.3 開關(guān)電源的技術(shù)性能</p><p>　　開關(guān)電源產(chǎn)品的技術(shù)發(fā)展動向是高可靠、高穩(wěn)定、低噪聲、抗干擾和實現(xiàn)模塊化。小型、薄型、輕運化。由于

13、電源輕、小、薄的關(guān)鍵是高頻化，因此國外目前都在致力于同步開發(fā)新型高智能元器件，特別是改善二次整流管的損耗、變壓器電容器小型化，并同時采用SMT技術(shù)在電路板兩面布置元件以確保開關(guān)電源的輕、小、薄。</p><p>　　高效率：為了使開關(guān)電源較、小、薄，高頻化（開關(guān)頻率達兆赫級）是必然發(fā)展趨勢。而高頻化又必然使傳統(tǒng)的PWM開關(guān)（屬硬開關(guān)）功耗加大，效率降低，噪聲也提高了，達不到高頻、高效的預(yù)期效益，因此實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通

14、、本電流關(guān)斷的軟開關(guān)技術(shù)將成為開關(guān)電源產(chǎn)品未來的主流。采用軟開關(guān)技術(shù)可使效率達到85～88%。據(jù)悉，美國WICOR開關(guān)電源公司設(shè)計制造了多種ECZ較開關(guān)DC／DC變換器，其最大輸出功率有800W、600W、300W等，相應(yīng)的功率密度為6.2、10、17w／cm3，效率為80～90%；日本NemicLambda公司剛推出一種采用軟開關(guān)技術(shù)的高頻開關(guān)電源模塊RM系列（日本人稱這種技術(shù)為“部分諧振”），開關(guān)頻率為200—300kHz，功率密度

15、為27W／cm3，用同步整流器（即用MOS－FER代替肖特基二級管）使整個電路效率提高到90%。 高可靠：開關(guān)電源比連續(xù)工作電源使用的元器件多數(shù)十倍，因此降低了可靠性。從壽命角度出發(fā)，電解電容、光耦合器及排風(fēng)扇等器件的壽命決定著電源的壽命。追求壽命的延長要從設(shè)計方面著眼，而不是從使用方面著想。美國一公司通過降低給溫、減少器件的電應(yīng)力、降低運行電流等措</p><p>　　1.4 設(shè)計的指標</p&

16、gt;<p>　　1） 交流輸入電壓AC220V± 20％ ；2） 直流輸出電壓4～16V可調(diào)； 3） 輸出電流0～40A；4） 輸出電壓調(diào)整率 ≤ 1％ ； 5） 紋波電壓Up≤ 50mV；</p><p>　　2 開關(guān)電源電路的工作原理</p><p>　　2.1 開關(guān)電源的電路組成</p><p>　　開

17、關(guān)電源的主要電路是由輸入電磁干擾濾波器（EMI）、整流濾波電路、功率變換電路、PWM控制器電路、輸出整流濾波電路組成。輔助電路有輸入過欠壓保護電路、輸出過欠壓保護電路、輸出過流保護電路、輸出短路保護電路等。 開關(guān)電源的電路組成方框圖如下：</p><p>　　圖2.1開關(guān)電源的電路組成方框圖</p><p>　　圖2.2 輸入整流、濾波電路</p><p>

18、　　2.2 輸入電路的原理及常見電路</p><p>　　2.2.1 AC輸入整流濾波電路原理 </p><p>　　① 防雷電路：當有雷擊，產(chǎn)生高壓經(jīng)電網(wǎng)導(dǎo)入電源時，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1組成的電路進行保護。當加在壓敏電阻兩端的電壓超過其工作電壓時，其阻值降低，使高壓能量消耗在壓敏電阻上，若電流過大，F(xiàn)1、F2、F3會燒毀保護后級電路。 ②

19、 輸入濾波電路：C1、L1、C2、C3組成的雙π型濾波網(wǎng)絡(luò)主要是對輸入電源的電磁噪聲及雜波信號進行抑制，防止對電源干擾，同時也防止電源本身產(chǎn)生的高頻雜波對電網(wǎng)干擾。當電源開啟瞬間，要對C5充電，由于瞬間電流大，加RT1（熱敏電阻）就能有效的防止浪涌電流。因瞬時能量全消耗在RT1電阻上，一定時間后溫度升高后RT1阻值減?。≧T1是負溫系數(shù)元件），這時它消耗的能量非常小，后級電路可正常工作。 ③ 整流濾波電路：交流電壓經(jīng)BRG1整流

20、后，經(jīng)C5濾波后得到較為純凈的直流電壓。若C5容量變小，輸出的交流紋波將增大。</p><p>　　2.3 功率變換電路</p><p>　　2.3.1 MOS管的工作原理</p><p>　　目前應(yīng)用最廣泛的絕緣柵場效應(yīng)管是MOSFET（MOS管），是利用半導(dǎo)體表面的電聲效應(yīng)進行工作的。也稱為表面場效應(yīng)器件。由于它的柵極處于不導(dǎo)電狀態(tài)，所以輸入電阻可以大大提高，

21、最高可達105歐姆，MOS管是利用柵源電壓的大小，來改變半導(dǎo)體表面感生電荷的多少，從而控制漏極電流的大小。</p><p><b>　　常見的原理圖</b></p><p>　　圖2.3 功率轉(zhuǎn)換電路</p><p>　　2.3.3 工作原理</p><p>　　R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2組成緩沖器，和

22、開關(guān)MOS管并接，使開關(guān)管電壓應(yīng)力減少，EMI減少，不發(fā)生二次擊穿。在開關(guān)管Q1關(guān)斷時，變壓器的原邊線圈易產(chǎn)生尖峰電壓和尖峰電流，這些元件組合一起，能很好地吸收尖峰電壓和電流。從R3測得的電流峰值信號參與當前工作周波的占空比控制，因此是當前工作周波的電流限制。當R5上的電壓達到1V時，UC3842停止工作，開關(guān)管Q1立即關(guān)斷 。R1和Q1中的結(jié)電容CGS、CGD一起組成RC網(wǎng)絡(luò)，電容的充放電直接影響著開關(guān)管的開關(guān)速度。R1過小，易引起

23、振蕩，電磁干擾也會很大；R1過大，會降低開關(guān)管的開關(guān)速度。Z1通常將MOS管的GS電壓限制在18V以下，從而保護了MOS管。 Q1的柵極受控電壓為鋸形波，當其占空比越大時，Q1導(dǎo)通時間越長，變壓器所儲存的能量也就越多；當Q1截止時，變壓器通過D1、D2、R5、R4、C3釋放能量，同時也達到了磁場復(fù)位的目的，為變壓器的下一次存儲、傳遞能量做好了準備。IC根據(jù)輸出電壓和電流時刻調(diào)整著⑥腳鋸形波占空比的大小，從而穩(wěn)定了整機的輸出電流和

24、電壓。C4和R6為尖峰電壓吸收回路。</p><p>　　2.4 輸出整流濾波電路2.4.1 正激式整流電路 </p><p>　　圖2.4.1 正激式整流電路</p><p>　　T1為開關(guān)變壓器，其初極和次極的相位同相。D1為整流二極管，D2為續(xù)流二極管，R1、C1、R2、C2為削尖峰電路。L1為續(xù)流電感，C4、L2、C5組成π型濾波器。</p&g

25、t;<p>　　圖2.4.2 反激式整流電路</p><p>　　2.4.2 反激式整流電路 </p><p>　　T1為開關(guān)變壓器，其初極和次極的相位相反。D1為整流二極管，R1、C1為削尖峰電路。L1為續(xù)流電感，R2為假負載，C4、L2、C5組成π型濾波器。</p><p>　　2.5 穩(wěn)壓環(huán)路原理2.5.1 反饋電路原理圖 </p&

26、gt;<p>　　圖2.5.1 電壓反饋環(huán)路原理圖</p><p>　　工作原理 當輸出U0升高，經(jīng)取樣電阻R7、R8、R10、VR1分壓后，U1③腳電壓升高，當其超過U1②腳基準電壓后U1①腳輸出高電平，使Q1導(dǎo)通，光耦OT1發(fā)光二極管發(fā)光，光電三極管導(dǎo)通，UC3842①腳電位相應(yīng)變低，從而改變U1⑥腳輸出占空比減小，U0降低。 當輸出U0降低時，U1③腳電壓降低，當其低過U1②腳

27、基準電壓后U1①腳輸出低電平，Q1不導(dǎo)通，光耦OT1發(fā)光二極管不發(fā)光，光電三極管不導(dǎo)通，UC3842①腳電位升高，從而改變U1⑥腳輸出占空比增大，U0降低。周而復(fù)始，從而使輸出電壓保持穩(wěn)定。調(diào)節(jié)VR1可改變輸出電壓值。反饋環(huán)路是影響開關(guān)電源穩(wěn)定性的重要電路。如反饋電阻電容錯、漏、虛焊等，會產(chǎn)生自激振蕩，故障現(xiàn)象為：波形異常，空、滿載振蕩，輸出電壓不穩(wěn)定等。</p><p>　　2.6 短路保護電路</p

28、><p>　　1、在輸出端短路的情況下，PWM控制電路能夠把輸出電流限制在一個安全范圍內(nèi)，它可以用多種方法來實現(xiàn)限流電路，當功率限流在短路時不起作用時，只有另增設(shè)一部分電路。 2、短路保護電路通常有兩種，下圖是小功率短路保護電路，其原理簡述如下：</p><p>　　圖2.6.1 小功率短路保護電路</p><p>　　當輸出電路短路，輸出電壓消失，光耦OT1

29、不導(dǎo)通，UC3842①腳電壓上升至5V左右，R1與R2的分壓超過TL431基準，使之導(dǎo)通，UC3842⑦腳VCC電位被拉低，IC停止工作。UC3842停止工作后①腳電位消失，TL431不導(dǎo)通UC3842⑦腳電位上升，UC3842重新啟動，周而復(fù)始。當短路現(xiàn)象消失后，電路可以自動恢復(fù)成正常工作狀態(tài)。 3、下圖是中功率短路保護電路，其原理簡述如下： </p><p>　　圖2.6.2 中功率短路保護電路<

30、;/p><p>　　當輸出短路，UC3842①腳電壓上升,U1 ③腳電位高于②腳時，比較器翻轉(zhuǎn)①腳輸出高電位，給C1充電，當C1兩端電壓超過⑤腳基準電壓時U1⑦腳輸出低電位，UC3842①腳低于1V，UCC3842停止工作，輸出電壓為0V，周而復(fù)始，當短路消失后電路正常工作。R2、C1是充放電時間常數(shù)，阻值不對時短路保護不起作用。</p><p>　　圖2.6.3 限流、短路保護電路</

31、p><p>　　4、 上圖是常見的限流、短路保護電路。其工作原理簡述如下： 當輸出電路短路或過流，變壓器原邊電流增大，R3兩端電壓降增大，③腳電壓升高，UC3842⑥腳輸出占空比逐漸增大，③腳電壓超過1V，UC3842關(guān)閉無輸出。 5、下圖是用電流互感器取樣電流的保護電路，</p><p>　　圖2.6.4 互感器取樣保護電路</p><p>　　有著功

32、耗小，但成本高和電路較為復(fù)雜，其工作原理簡述如下：輸出電路短路或電流過大，TR1次級線圈感應(yīng)的電壓就越高，當TL494③腳超過1伏，UC3842停止工作，周而復(fù)始，當短路或過載消失，電路自行恢復(fù)。</p><p>　　圖2.7 輸出端限流保護</p><p>　　2.7 輸出端限流保護</p><p>　　上圖是常見的輸出端限流保護電路，其工作原理簡述如上圖：當輸

33、出電流過大時，RS（錳銅絲）兩端電壓上升，U1③腳電壓高于②腳基準電壓，U1①腳輸出高電壓，Q1導(dǎo)通，光耦發(fā)生光電效應(yīng)，UC3842①腳電壓降低，輸出電壓降低，從而達到輸出過載限流的目的。</p><p>　　3 基于TL494開關(guān)電源的實現(xiàn)</p><p><b>　　3.1 芯片選擇</b></p><p>　　此次設(shè)計中采用的TL49

34、4電源管理芯片，廣泛應(yīng)用于單端正激雙管式、半橋式、全橋式開關(guān)電源。TL494有SO-16和PDIP-16兩種封裝形式，以適應(yīng)不同場合的要求。其主要特性如下：    主要特征：  1、集成了全部的脈寬調(diào)制電路。  2、片內(nèi)置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個（一個電阻和一個電容）。  3、內(nèi)置誤差放大器。  4、內(nèi)止5

35、V參考基準電壓源。  5、可調(diào)整死區(qū)時間。  6、內(nèi)置功率晶體管可提供500mA的驅(qū)動能力。  7、推或拉兩種輸出方式。</p><p>　　工作原理簡述：    TL494是一個固定頻率的脈沖寬度調(diào)制電路，內(nèi)置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調(diào)節(jié)，其振蕩頻率如下： 

36、;           輸出脈沖的寬度是通過電容CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現(xiàn)。功率輸出管Q1和Q2受控于或非門。當雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。當控制信號增大，輸出脈沖的寬度將減小。參見圖2。</p><p>　　控制

37、信號由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區(qū)時間比較器具有120mV的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的4%，當輸出端接地，最大輸出占空比為96%，而輸出端接參考電平時，占空比為48%。當把死區(qū)時間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在0—3.3V之間）即能在輸出脈沖上產(chǎn)生附加的死區(qū)時間。</p><p>　　圖3.1 TL494的控制波形</p>

38、<p>　　脈沖寬度調(diào)制比較器為誤差放大器調(diào)節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：當反饋電壓從0.5V變化到3.5時，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導(dǎo)通百分比時間中下降到零。兩個誤差放大器具有從-0.3V到（Vcc-2.0）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出電壓和電流察覺得到。誤差放大器的輸出端常處于高電平，它與脈沖寬度調(diào)制器的反相輸入端進行“或”運算，正是這種電路結(jié)構(gòu)，放大器只需最小的輸出即可支配控制回路。 </p>

39、<p>　　圖3.2 TL494的內(nèi)部結(jié)構(gòu)</p><p>　　當比較器CT放電，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進行計時，同時停止輸出管Q1和Q2的工作。若輸出控制端連接到參考電壓源，那么調(diào)制脈沖交替輸出至兩個輸出晶體管，輸出頻率等于脈沖振蕩器的一半。如果工作于單端狀態(tài)，且最大占空比小于50%時，輸出驅(qū)動信號分別從晶體管Q1或Q2取得。輸出變壓器一個反饋繞組及二極管提供反饋

40、電壓。在單端工作模式下，當需要更高的驅(qū)動電流輸出，亦可將Q1和Q2并聯(lián)使用，這時，需將輸出模式控制腳接地以關(guān)閉雙穩(wěn)觸發(fā)器。這種狀態(tài)下，輸出的脈沖頻率將等于振蕩器的頻率。    TL494內(nèi)置一個5.0V的基準電壓源，使用外置偏置電路時，可提供高達10mA的負載電流，在典型的0—70℃溫度范圍50mV溫漂條件下，該基準電壓源能提供±5%的精確度。</p><p>

41、<b>　　表3.1</b></p><p>　　圖3.3 TL494的應(yīng)用電路</p><p>　　TL494脈寬調(diào)制控制電路</p><p>　　3.2 整個控制電路的設(shè)計</p><p>　　該電源的原理框圖如下圖所示  </p><p>　　圖3..2 主體電路</p&g

42、t;<p>　　220交流電壓經(jīng)過EMI濾波及整流濾波后，得到約300V的直流電壓加到半橋變換器上，用脈寬調(diào)制電路產(chǎn)生的雙列脈沖信號去驅(qū)動功率MOS管，通過功率變壓器的耦合和隔離作用在次級得到準方波電壓，經(jīng)整流濾 波反饋控制后可得到穩(wěn)定的直流輸出電壓。 </p><p>　　3.2.1 交流EMI濾波及整流濾波電路</p><p>　　交流EMI濾波及整流濾波電路

43、如圖所示。 </p><p>　　圖3.2.1 交流EMI濾波及整流濾波電路</p><p>　　電子設(shè)備的電源線是電磁干擾（EMI）出入電子設(shè)備的一個重要途徑， 在設(shè)備電源線入口處安裝電網(wǎng)濾波器可以有效地切斷這條電磁干擾傳播 途徑，本電源濾波器由帶有IEC插頭電網(wǎng)濾波器和PCB電源濾波器組成。 IE插頭電網(wǎng)濾波器主要是阻止來自電網(wǎng)的干擾進入電源機箱。PCB電源 濾波器主要是抑制

44、功率開關(guān)轉(zhuǎn)換時產(chǎn)生的高頻噪聲。  交流輸入220V時，整流采用橋式整流電路。如果將JTI跳線短連時， 則適用于110V交流輸入電壓。由于輸入電壓高，電容器容量大， 因此在 接通電網(wǎng)瞬間會產(chǎn)生很大的浪涌沖擊電流，一般浪涌電流值為穩(wěn)態(tài)電流 的數(shù)十倍。這可能造成整流橋和輸入保險絲的損壞，也可能造成高頻變壓器磁芯飽和損壞功率器件，造成高壓電解電容使用壽命降低等。所以在整 流橋前加入由電R1和繼電器K1組成的輸入軟啟動電路。&#

45、160;</p><p>　　半橋式功率變換器   該電源采用半橋式變換電路，如圖 所示，其工作頻率50kHz， 在初級一側(cè)的主要部分是Q4和 Q5功率管及C34和C35電容器。Q4和 Q5交替導(dǎo)通、截止，在高頻變壓器初級繞N1兩端產(chǎn)生一幅值為U1/2的正負 方波脈沖電壓。能量通過變壓器傳遞到輸出端，Q4和 Q5采 用IRFP460功率MOS管。 </p>

46、<p>　　3.2.3 功率變壓器的設(shè)計    1）工作頻率的設(shè)定     工作頻率對電源的體積、重量及電路特性影響很大。工作頻率高，輸 出濾波電感和電容體積減小，但開關(guān)損耗增高，熱量增大，散熱器體積加 大。因此根據(jù)元器件及性價比等因素，將電源工作頻率進行優(yōu)化設(shè)計，本設(shè)計為fs=50kHz。     T=1/f

47、s=1/50kHz=20μ s     2） 磁芯選用     ① 選取磁芯材料和磁芯結(jié)構(gòu)    選用R2KB鐵氧體材料制成的EE型鐵氧體磁芯。 其具有品種多，引線空間大，接線操作方便，價格便宜等優(yōu)點。     ② 確定工作磁感應(yīng)強度Bm   

48、60; R2KB軟磁鐵氧體材料的飽和磁感應(yīng)強度Bs=0.47T，考慮到高溫時Bs會下 降，同時為防合閘瞬間高頻變壓器飽和選定Bm=1/3Bs=0.15T。    ③ 計算并確定磁芯型號     磁芯的何截面積S和磁芯的窗口面積Q與 輸 出 功 率 Po存 在 一 定 的函數(shù)關(guān)系。對于半橋變換器，當脈沖波形近似為方波時為式中：η — — 效率 ； &

49、#160;        j— — 電流密度，一般取300～ 500A/cm2；      </p><p>　　3.2.4 輔助電源的設(shè)計    輔助電源采用RCC變換器（Ringing Choke Converter），見圖3。其輸入 電壓為交流

50、220V整流濾波電壓，輸出直流電壓為12.5V，輸出直流電流為0.5A。電路中Q8和變壓器初級繞組線圈N1與反饋繞組線圈N3構(gòu)成自激振蕩 。R72為啟動電阻。Q9、R77構(gòu)成輔助電源初級過流保護 。D20、C81、ZD1、Q11、R75、R76構(gòu)成電壓檢測與穩(wěn)壓電路，控制Q8的基極電流的直流分量 ，從而保持輸出電壓恒定，變壓器采用EE19、LP3材質(zhì)構(gòu)成。初級180匝，反 饋繞組5.5匝，次級11匝，初級電感量是2.6mH，磁芯中間留有

51、間隙0.4mm。</p><p>　　圖3.2.2 RCC輔助電源</p><p><b>　　驅(qū)動電路 </b></p><p>　　驅(qū)動電路如圖4所示。TL494輸出50kHz的脈沖信號，通過高頻脈沖變壓器耦合去驅(qū)動功率MOS管。次級脈沖電壓為正時，MOS管導(dǎo)通，在此期間Q7截止，由其構(gòu)成的泄放電路不工作。當次級脈沖電壓為零時，則Q導(dǎo)通，快

52、速泄放MOS管柵級電荷，加速MOS管截止。R70是用于抑制驅(qū)動脈沖的尖峰 ，R68、D15、R67可以加速驅(qū)動并防止驅(qū)動脈沖產(chǎn)生振蕩。D17和與它相連的脈沖變壓器繞組共同構(gòu)成去磁電路。</p><p>　　圖3.2.3 驅(qū)動電路</p><p>　　3.2.6 PWM控制電路</p><p>　　控制電路采用通用脈寬調(diào)制器TL494，具有通用性和成本低等優(yōu)點，TL

53、494芯片的資料已經(jīng)在上面介紹了，V2、RV1、R41進行分壓采樣，經(jīng)R5阻抗匹配后送到TL494腳1。根據(jù)系統(tǒng)的設(shè)計要求，將R41，RV1，R41的值設(shè)置好，因為RV1設(shè)置在面板上，從而可以通過對RV1的調(diào)節(jié)可以實現(xiàn)對整個系統(tǒng)的調(diào)節(jié)電壓實行調(diào)節(jié)，實現(xiàn)了輸出的可調(diào)。R103和C14將輸出電感L1前信號采樣，經(jīng)R5送到TL494腳1，用于提高電源穩(wěn)定度。</p><p>　　圖3.2.4 PWM控制電路</p

54、><p>　　3.2.7 過流保護電路</p><p>　　為增強電源可靠性，此電源采用初、次級兩級過流保護。初級采用電流互感器CT1檢測初級變壓器電流，檢測出的電流信號經(jīng)R60轉(zhuǎn)為電壓信號后，再經(jīng) D2～ D4，C9整流濾波后，經(jīng)過電器RV3分壓，反相器N3反相后加在Q1管基極。當初級電流超過正常時，反相器反轉(zhuǎn)，Q1管導(dǎo)通，將VREF=5V的高 電平加在TL494腳 4上（腳為TL494區(qū)

55、控制腳、高電平關(guān)斷），TL494關(guān)斷 。     輸出直流總線上過流保護，采用R45～ R56電阻做為采樣電阻，當輸出電流增加時腳15電平變低，當輸出電流大于40A的105％時，TL494的內(nèi)部運放動作，腳3電平升高，限制輸出脈寬增加，電源處于限流狀態(tài) 。 </p><p>　　3.2.8 EMI的抑制</p><p>　　負載電流越大，

56、續(xù)流結(jié)束時流經(jīng)整流二極管的電流也越大，二極管反向恢復(fù)的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。采用多個整流二極管并聯(lián)來分擔(dān)負載電流，可以降低短路尖峰電流的影響。</p><p>　　開關(guān)電源必須屏蔽，采用模塊式全密封結(jié)構(gòu)，建議用1mm以上厚度的鍍鋅鋼板，屏蔽層必須良好接地。在高頻脈沖變壓器初、次級之間加一屏蔽層并接地，可以抑制干擾的電場耦合。將高頻脈沖變壓器、輸出濾波電感等磁性元件加上屏蔽罩，可以將磁力線限制在磁阻小

57、的屏蔽體內(nèi)。</p><p>　　根據(jù)以上設(shè)計思路，對輻射干擾超過標準限值20dB左右的某開關(guān)電源，采用了一些在實驗室容易實現(xiàn)的措施，進行了如下的改進：</p><p>　　——在所有整流二極管兩端并470pF電容；</p><p>　　——在開關(guān)管G極的輸入端并50pF電容，與原有的39Ω電阻形成一RC低通濾波器；</p><p>　　——

58、在各輸出濾波電容（電解電容）上并一0.01μF電容；</p><p>　　——在整流二極管管腳上套一小磁珠；</p><p>　　——改善屏蔽體的接地。</p><p>　　經(jīng)過上述改進后，該電源就可以通過輻射干擾測試的限值要求。</p><p>　　3.3 整個系統(tǒng)框圖</p><p><b>　　圖3.3

59、 </b></p><p><b>　　4 可靠性分析</b></p><p>　　開關(guān)電源是各種系統(tǒng)的核心部分。開關(guān)電源的需求越來越大，同時對可靠性提出了越來越高的要求。涉及系統(tǒng)可靠性的因素很多。目前，人們認識上的主要誤區(qū)是把可靠性完全（或基本上）歸結(jié)于元器件的可靠性和制造裝配的工藝,忽略了系統(tǒng)設(shè)計和環(huán)境溫度對可靠性的決定性的作用。設(shè)計及元器件（元器件

60、的選型，質(zhì)量級別的確定，元器件的負荷率）的原因造成的故障，在開關(guān)電源故障原因中占80％左右。減少這兩方面造成的開關(guān)電源故障，具有重要的意義?？傊?，對系統(tǒng)的設(shè)計者而言，需要明確建立“可靠性”這個重要概念，把系統(tǒng)的可靠性作為重要的技術(shù)指標，認真對待開關(guān)電源可靠性的設(shè)計工作，并采取足夠的措施提高開關(guān)電源的可靠性，才能使系統(tǒng)和產(chǎn)品達到穩(wěn)定、可靠的目標。在此就對開關(guān)電源的可靠性做一些分析。</p><p>　　4.1 影

61、響開關(guān)電源可靠性的因素</p><p>　　4.1.1 環(huán)境溫度對半導(dǎo)體的影響</p><p>　　硅三極管以PD/PR=0.5使用負荷設(shè)計，則環(huán)溫度對可靠性的影響，如表1所示。</p><p><b>　　表1</b></p><p>　　由上表可知，當環(huán)境溫度Ta從20℃增加到80℃時，失效率增加了30倍。<

62、/p><p>　　4.1.2 環(huán)境溫度對電容器的影響　 以UD/UR=0.65使用負荷設(shè)計 則環(huán)境溫度對可靠性的影響如表2所示。</p><p><b>　　表2</b></p><p>　　從上表可知，當環(huán)境溫度Ta從20℃增加到80℃時，失效率增加了14倍。</p><p>　　4.1.3 環(huán)境溫度對電阻器的影響

63、</p><p>　　以PD/PR=0.5使用負荷設(shè)計，則環(huán)境溫度對可靠性的影響如表所示。</p><p><b>　　表3</b></p><p>　　從上表可知，當環(huán)境溫度Ta從20℃增加到80℃時，失效率增加了4倍。</p><p>　　負荷率對半導(dǎo)體的影響</p><p>　　當環(huán)境溫度為

64、50℃時，PD/PR對失效率的影響如表所示。</p><p><b>　　表4</b></p><p>　　由上表可知，當PD/PR=0.8時，失效率比0.2時增加了1000倍。</p><p>　　4.1.5 負荷率對電阻的影響</p><p>　　負荷率對電阻的影響如表所示。</p><p>

65、<b>　　表5</b></p><p>　　從上表可以看出，當PD/PR=0.8時，失效率比PD/PR=0.2時增加了8倍。</p><p>　　4.2 可靠性設(shè)計的原則</p><p>　　我們可以從上面的分析中得出開關(guān)電源的可靠性設(shè)計原則：</p><p>　　可靠性設(shè)計指標應(yīng)包含定量的可靠性要求。 </p

66、><p>　　可靠性設(shè)計與器件的功能設(shè)計相結(jié)合，在滿足器件性能指標的基礎(chǔ)上，盡量提高器件的可靠性水平。</p><p>　　應(yīng)針對器件的性能水平、可靠性水平、制造成本、研制周期等相應(yīng)制約因素進行綜合平衡設(shè)計。</p><p>　　在可靠性設(shè)計中盡可能采用國、內(nèi)外成熟的新技術(shù)、新結(jié)構(gòu)、新工藝和新原理。</p><p>　　對于關(guān)鍵性元器件，采用并聯(lián)

67、方式，保證此單元有足夠的冗佘度。</p><p>　　原則上要盡一切可能減少元器件使用數(shù)目。</p><p>　　在同等體積下盡量采用高額度的元器件。</p><p>　　選用高質(zhì)量等級的元器件。</p><p>　　原則上不選用電解電容。</p><p>　　對電源進行合理的熱設(shè)計，控制環(huán)境溫度，不致溫度過高，導(dǎo)致元

68、器件失效率增加。</p><p>　　盡量選用硅半導(dǎo)體器件，少用或不用鍺半導(dǎo)體器件。</p><p>　　應(yīng)選擇金屬封裝、陶瓷封裝、玻璃封裝的器件，禁止選用塑料封裝的器件。</p><p>　　4.3 可靠性設(shè)計</p><p>　　4.3.1 負荷率的設(shè)計</p><p>　　由于負荷率對可靠性有重大影響，故可靠

69、性設(shè)計重要的一個方面是負荷率的設(shè)計，跟據(jù)元器件的特性及實踐經(jīng)驗，元器件的負荷率在下列數(shù)值時，電源系統(tǒng)的可靠性及成本是較優(yōu)的。</p><p>　　4.3.2 半導(dǎo)體元器件</p><p>　　半導(dǎo)體元器件的電壓降額應(yīng)在0.6以下，電流降額系數(shù)應(yīng)在0.5以下。半導(dǎo)體元器件除負荷率外還有容差設(shè)計，設(shè)計開關(guān)電源時，應(yīng)適當放寬半導(dǎo)體元器件的參數(shù)允許變化范圍，包括制造容差、溫度漂移、時間漂移、輻射

70、導(dǎo)致的漂移等。以保證半導(dǎo)體元器件的參數(shù)在一定范圍內(nèi)變化時，開關(guān)電源仍能正常工作。</p><p>　　4.3.3 電容器</p><p>　　電容器的負荷率（工作電壓和額定電壓之比）最好在0.5左右，一般不要超過0.8，并且盡量使用無極性電容器。而且，在高頻應(yīng)用的情況下，電壓降額幅度應(yīng)進一步加大，對電解電容器更應(yīng)如此。應(yīng)特別注意，電容器有低壓失效的問題，對于普通鋁電解電容器和無極性電容的

71、電壓降額不低于0.3，但鉭電容的電壓降額應(yīng)在0.3以下。電壓降額不能太多，否則電容器的失效率將上升。</p><p>　　4.3.4 電阻器、電位器</p><p>　　電阻器、電位器的負荷率要小于0.5,此為電阻器設(shè)計的上限值；但是大量試驗證明，當電阻器降額數(shù)低于0.1時，將得不到預(yù)期的效果，失效率有所增加，電阻降額系數(shù)以0.1為可靠性降額設(shè)計的下限值。  

72、60; 總之，對各種元器件的負荷率只要有可能，一般應(yīng)保持在0.3左右。最好不要超過0.5。這樣的負荷率，對電源系統(tǒng)造成不可靠的機率是非常小的。</p><p>　　4.4 電源的熱設(shè)計</p><p>　　愷關(guān)電源內(nèi)部過高的溫升將會導(dǎo)致溫度敏感的半導(dǎo)體器件、電解電容等元器件的失效。當溫度超過一定值時，失效率呈指數(shù)規(guī)律增加。有統(tǒng)計資料表明，電子元器件溫度每升高2℃，可靠性下降10

73、%；溫升50℃時的壽命只有溫升25℃時的1/6。除了電應(yīng)力之外，溫度是影響開關(guān)電源可靠性的最重要的因素。高頻開關(guān)電源有大功率發(fā)熱器件，溫度更是影響其可靠性的最重要的因素之一，完整的熱設(shè)計包括兩個方面：一 如何控制發(fā)熱源的發(fā)熱量；二 如何將熱源產(chǎn)生的熱量散出去。使開關(guān)電源的溫升控制在允許的范圍之內(nèi)，以保證開關(guān)電源的可靠性。下面將從這兩個方面論述。</p><p>　　4.4.1 控制發(fā)熱量的設(shè)計</p>

74、;<p>　　開關(guān)電源中主要的發(fā)熱元器件為半導(dǎo)體開關(guān)管、功率二極管、高頻變壓器、濾波電感等。不同器件有不同的控制發(fā)熱量的方法。功率管是高頻開關(guān)電源中發(fā)熱量較大的器件之一，減小它的發(fā)熱量，不僅可以提高功率管的可靠性，而且可以提高開關(guān)電源的可靠性，提高平均無故障時間（MTBF）。開關(guān)管的發(fā)熱量是由損耗引起的，開關(guān)管的損耗由開關(guān)過程損耗和通態(tài)損耗兩部分組成，減小通態(tài)損耗可以通過選用低通態(tài)電阻的開關(guān)管來減小通態(tài)損耗；開關(guān)過程損耗是

75、由于柵電荷大小及開關(guān)時間引起的，減小開關(guān)過程損耗可以選擇開關(guān)速度更快、恢復(fù)時間更短的器件來減少。但更為重要的是通過設(shè)計更優(yōu)的控制方式和緩沖技術(shù)來減小損耗，如采用軟開關(guān)技術(shù)，可以大大減小這種損耗。減小功率二極管的發(fā)熱量，對交流整流及緩沖二極管，一般情況下不會有更好的控制技術(shù)來減小損耗，可以通過選擇高質(zhì)量的二極管來減小損耗。對于變壓器二次側(cè)的整流可以選擇效率更高的同步整流技術(shù)來減小損耗。對于高頻磁性材料引起的損耗，要盡量避免趨膚效應(yīng)，對于趨

76、膚效應(yīng)造成的影響，可采用多股細漆包線并繞的辦法來解決。 </p><p>　　4.4.2 開關(guān)電源的散熱設(shè)計MOS管導(dǎo)通時有一定的壓降，也即器件有一定的損耗，它將引起芯片的溫升，但是器件的發(fā)熱情況與其耐熱能力和散熱條件有關(guān)。由此，器件功耗有一定的容限。其值按熱歐姆定律可表示為： PD="Tj-Tc/RT"    式中，Tj 是額定結(jié)溫（Tj=1

77、50℃），Tc是殼溫，RT是結(jié)到管殼間的穩(wěn)態(tài)熱阻，Tj代表器件的耐熱能力，Tc和 RT代表器件的散熱條件，而PD就是器件的發(fā)熱情況。它必須在器件的耐熱能力和散熱條件之間取得平衡。    散熱有三種基本方式：熱傳導(dǎo)、熱輻射、熱對流。根據(jù)散熱的方式，可以選自然散熱：加裝散熱器；或選擇強制風(fēng)冷：加裝風(fēng)扇。加裝散熱器主要利用熱傳導(dǎo)和熱對流，即所有發(fā)熱元器件均先固定在散熱器上，熱量通過傳導(dǎo)方式傳遞給散熱器

78、，散熱器上的熱量再通過能流換熱的方式由空氣 </p><p>　　帶出機箱。實際的散熱情況為三種傳熱方式的綜合，可以用牛頓公式來統(tǒng)一表達： Ø=KSг，其中S為散熱表面積，K為表面散熱系數(shù)。表面散熱系數(shù)通常由試驗確定，在一般的工程流體力學(xué)中有數(shù)據(jù)可查。它把傳熱的三種形式全部統(tǒng)一起來了。    通過Ø=KSг，我們可以在計算出耗散功率以后，根據(jù)允許的溫升г來確定散

79、熱表面積S，并由此而確定所要選擇的散熱器。這種計算對于提高開關(guān)電源的可靠性、功率密度、性價比等都有重要意義。若采用強制風(fēng)冷，加裝風(fēng)扇，則對整流模塊來說，風(fēng)扇的MTBF是所有元器件中最低的，一直都是制約整流模塊提高MTBF的瓶頸，所以采取各種措施提高散熱效率來延長風(fēng)扇壽命具有重要的意義。</p><p><b>　　5 總結(jié)</b></p><p>　　開關(guān)電源知識是

80、眾多知識的集合，本文僅僅分析開關(guān)電源的幾個關(guān)鍵模塊，然后著重對開關(guān)電源的可靠性進行了一些分析，開關(guān)電源處理的功率系統(tǒng)，電壓和電流是急劇變化的，這就給EMI的抑制帶來了麻煩。還有整個系統(tǒng)參數(shù)的設(shè)定，既需要數(shù)據(jù)算法也需要一定的經(jīng)驗，這方面需要以后加強，也希望老師不吝賜教， </p><p>　　本文是在楊海柱副教授的指導(dǎo)下完成的，在我實習(xí)及論文的寫作過程中，楊老師給了我很好的建議，在此，特向尊敬的楊老師衷心的感謝和

81、誠摯的謝意！另外，在上海坤祥電子科技公司電源產(chǎn)品開發(fā)過程中，得到了公司同仁和林總的幫助，在此，一并感謝！</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1] Intusoft.Magnetic designer Application Note[Z].1997.</p><p>　　[2] 張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與

82、設(shè)計[M].北京：電子工業(yè)出版社，1998.</p><p>　　[4]Data Sheet, MC3PHAC 3 - Phase AC Motor Controller,MC3PHAC.Pdf, ,Motorola,2002,4</p><p>　　[5] 姚冰花. 基于PROFIBUS―DP 總線的Danfoss 變頻器應(yīng)用[ J] .微計算機信息, 2005,2:78- 80<

83、/p><p>　　[6]FSD210,FSD200 Green Mode Fairchild Power Switch (FPSTM),http://www.fairchildsemi.com</p><p>　　[7] T.A.Smitha nd S.Dimitrijer,ÓAnalysis of a multiresonant forward converter based on

84、 nonideal coupling of the trans former, IEEE Trans .powe rEle ctron,Vol.15,pp.111-120, Jan.2000</p><p>　　[8]蔡仁鋼. 電磁兼容原理、設(shè)計和預(yù)測技術(shù). 北京:北京航空航天大學(xué)出版社,1997</p><p>　　[9]周志敏，周紀海.開關(guān)電源實用技術(shù)——設(shè)計與應(yīng)用.北京：人民郵電出版