機(jī)電一體化畢業(yè)論文--單片開關(guān)電源及pcb設(shè)計(jì)

1、<p>　　畢 業(yè) 論 文</p><p>　　題 目： 機(jī)電一體化論文 單片開關(guān)電源及PCB設(shè)計(jì) </p><p>　　系： 機(jī)械電子系 </p><p><b>　　目 錄</b></p><p>　　摘 要 …

2、…………………………………………………………………………………1</p><p>　　A …………………………………………………………………………………2</p><p>　　第1 章 緒 論 ……………………………………………………………………………1</p><p>　　1．1 概述 ……………………………………………………………………………1</p&g

3、t;<p>　　1．2 開關(guān)電源的發(fā)展簡(jiǎn)況 …………………………………………………………1</p><p>　　1．3 開關(guān)電源的發(fā)展趨勢(shì) …………………………………………………………2</p><p>　　第2章 方案論證 …………………………………………………………………………3</p><p>　　2．1 概述 ………………………………………

4、………………………………………3</p><p>　　2．2 系統(tǒng)框圖 ……………………………………………………………………3</p><p>　　2．3 原理 …………………………………………………………………………3</p><p>　　2．3．1 TOP-II的結(jié)構(gòu)及工作原理………………………………………3</p><p>　　2．3

5、．2 開關(guān)電源電路基本原理 …………………………………………5</p><p>　　第3章 單片開關(guān)電源的設(shè)計(jì) ……………………………………………………………7</p><p>　　3．1 概述 ………………………………………………………………………………7</p><p>　　3．2 開關(guān)電源參數(shù)的設(shè)計(jì) ………………………………………………………7</p&

6、gt;<p>　　3．3 開關(guān)電源中電子元器件的選擇 …………………………………………15</p><p>　　3．3．1 鉗位二極管和阻塞二極管 ……………………………………15</p><p>　　3．3．2 整流管的選取 …………………………………………………18</p><p>　　3．3．3 輸出濾波電容的選取 ………………………………

7、………………19</p><p>　　3．3．4 反饋電路中整流管的選取 …………………………………………20</p><p>　　3．3．5 反饋濾波電容的選取 ………………………………………………20</p><p>　　3．3．6 控制端電容及串聯(lián)電阻的選擇 ……………………………………20</p><p>　　3．3．7 TL

8、431型可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器的選擇 …………………………20</p><p>　　3．3．8 光耦合器的選擇 ……………………………………………………21</p><p>　　3．3．9 自恢復(fù)保險(xiǎn)絲的選擇 ………………………………………………23</p><p>　　3．4 單片開關(guān)電源保護(hù)電路的設(shè)計(jì) ………………………………………………24</p&g

9、t;<p>　　3．4．1 過電壓保護(hù)電路的設(shè)計(jì) ………………………………………24</p><p>　　3．4．2 欠電壓保護(hù)電路的設(shè)計(jì) ………………………………………25</p><p>　　3．4．3 啟動(dòng)電路的設(shè)計(jì) …………………………………………………26</p><p>　　3．4．4 電壓及電流控制環(huán)電路的設(shè)計(jì) ………………………

10、……………26</p><p>　　3．4．5 無損緩沖電路 ………………………………………………………28</p><p>　　3．4．6 采用繼電器保護(hù)的限流保護(hù)電路 …………………………………28</p><p>　　3．4．7 IGBT驅(qū)動(dòng)電路 ………………………………………………………29</p><p>　　3．5 電磁干

11、擾濾波器的設(shè)計(jì) ………………………………………………………29</p><p>　　3．5．1 開關(guān)電源電磁干擾產(chǎn)生的機(jī)理 ……………………………………30</p><p>　　3．5．2 開關(guān)電源EMI的特點(diǎn) ………………………………………………30</p><p>　　3．5．3 EMI測(cè)試技術(shù) ………………………………………………………30</p&g

12、t;<p>　　3．5．4 抑制干擾的措施 ……………………………………………………31</p><p>　　3．5．5 電磁干擾濾波器的構(gòu)造原理 ………………………………………33</p><p>　　3．5．6 電磁干擾濾波器的基本電路及典型應(yīng)用 …………………………33</p><p>　　3．5．7 EMI濾波器在開關(guān)電源中的應(yīng)用 ……

13、……………………………34</p><p>　　第4章 PCB電磁兼容性設(shè)計(jì) ……………………………………………………………36</p><p>　　4．1 概述 ……………………………………………………………………………36</p><p>　　4．2 PCB上元器件布局 …………………………………………………………37</p><p>

14、　　4．3 PCB布線 ……………………………………………………………………38</p><p>　　4．4 PCB板的地線設(shè)計(jì) …………………………………………………………46</p><p>　　4．5 模擬數(shù)字混合線路板的設(shè)計(jì)…………………………………………………48</p><p>　　4．6 PCB設(shè)計(jì)時(shí)的電路措施 …………………………………………

15、…………49</p><p>　　第5章 單片開關(guān)電源印制線路板的設(shè)計(jì) ………………………………………………51</p><p>　　5．1 概述 ……………………………………………………………………………51</p><p>　　5．2 Protel99簡(jiǎn)介 …………………………………………………………………52</p><p>　　5．3

16、 印制線路板的設(shè)計(jì) ……………………………………………………………52</p><p>　　5．3．1 設(shè)計(jì)印制線路板的條件 ……………………………………………52</p><p>　　5．3．2 設(shè)計(jì)印制板的步驟 …………………………………………………53</p><p>　　5．3．3 元件布局 ……………………………………………………………53</

17、p><p>　　5．3．4 布線 …………………………………………………………………53</p><p>　　5．4 單片開關(guān)電源印制線路板的設(shè)計(jì) ……………………………………………55</p><p>　　5．4．1 單片開關(guān)電源原理總圖 ……………………………………………55</p><p>　　5．4．2 單片開關(guān)電源PCB設(shè)計(jì)圖 ……

18、……………………………………55</p><p>　　末 ……………………………………………………………………………………56</p><p>　　參考 …………………………………………………………………………………57</p><p>　　附 錄 …………………………………………………………………………………60</p><p>&l

19、t;b>　　電源設(shè)計(jì)</b></p><p>　　摘 要：電力電子技術(shù)已發(fā)展成為一門完整的、自成體系的高科技技術(shù)，電力電子技術(shù)的發(fā)展帶動(dòng)了電源技術(shù)的發(fā)展，而電源技術(shù)的發(fā)展有效地促進(jìn)了電源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展。電源技術(shù)主要是為信息產(chǎn)業(yè)服務(wù)的，信息技術(shù)的發(fā)展又對(duì)電源技術(shù)提出了更高的要求，從而促進(jìn)了電源技術(shù)的發(fā)展，兩者相輔相成才有了現(xiàn)今蓬勃發(fā)展的信息產(chǎn)業(yè)和電源產(chǎn)業(yè)。從日常生活到最尖端的科學(xué)都離不開電源技術(shù)的參與

20、和支持，而電源技術(shù)和產(chǎn)業(yè)對(duì)提高一個(gè)國(guó)家勞動(dòng)生產(chǎn)率的水平，即提高一個(gè)國(guó)家單位能耗的產(chǎn)出水平，具有舉足輕重的作用。在這方面我國(guó)與世界先進(jìn)國(guó)家的差距很大，作為一個(gè)電源工作者，不僅要設(shè)計(jì)出國(guó)際或國(guó)內(nèi)先進(jìn)的電源，還要考慮到電源的適應(yīng)性以及電源的成本。只有具有先進(jìn)性能的電源，加上合理的制作成本，才能使我國(guó)的電源產(chǎn)業(yè)趕超發(fā)達(dá)國(guó)家。這里著重介紹了基于TOP252Y的單片開關(guān)電源，通過運(yùn)用先進(jìn)的電力電子技術(shù)等技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了將普通市電轉(zhuǎn)化為穩(wěn)定地電壓電流輸出

21、。首先介紹開關(guān)電源的含義，開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC和MOSFET構(gòu)成。隨著各種各樣電器的出現(xiàn)以及</p><p>　　關(guān)鍵詞：?jiǎn)纹_關(guān)電源; 反激式；脈寬調(diào)制。</p><p><b>　　第1章 緒論</b></p><p>&

22、lt;b>　　1.1 概述</b></p><p>　　電源歷來是各種電子設(shè)備中不可缺少的組成部分，其性能優(yōu)劣直接關(guān)系到電子設(shè)備的技術(shù)指標(biāo)及能否安全可靠地工作。開關(guān)電源（Switching Power Supply）自問世以來，就以其穩(wěn)定、高效、節(jié)能等優(yōu)良性能而成為穩(wěn)壓電源的主要產(chǎn)品。而高度集成化的單片開關(guān)電源，更是因其高性價(jià)比、簡(jiǎn)單的外圍電路、小體積與重量和無工頻變壓器隔離方式等優(yōu)勢(shì)而成為穩(wěn)壓

23、電源中的佼佼者，是設(shè)計(jì)開發(fā)各種高效率中、小功率開關(guān)電源的優(yōu)勢(shì)器件。隨著生產(chǎn)、生活中自動(dòng)化程度的不斷提高，開關(guān)電源也朝著智能化方向發(fā)展，由微控制器控制的開關(guān)電源將單片開關(guān)電源與單片機(jī)控制相結(jié)合，更加體現(xiàn)了開關(guān)電源的可靠性和靈活性。在21世紀(jì)，隨著各種不同的單片開關(guān)電源芯片及其電路拓?fù)涞膽?yīng)用和推廣，單片開關(guān)電源越來越體現(xiàn)出巨大的實(shí)用價(jià)值和美好前景。</p><p>　　1.2 開關(guān)電源的發(fā)展簡(jiǎn)況</p>

24、<p>　　開關(guān)電源被譽(yù)為高效節(jié)能電源，它代表著穩(wěn)壓電源的發(fā)展方向，現(xiàn)已成為穩(wěn)壓電源的主流產(chǎn)品。近20多年來，集成開關(guān)電源沿著下述兩個(gè)方向不斷發(fā)展。第一個(gè)方向是對(duì)開關(guān)電源的核心單元——控制電路實(shí)現(xiàn)集成化。1997年國(guó)外首先研制成脈寬調(diào)制（PWM）控制器集成電路，美國(guó)摩托羅拉公司、硅通用公司（Silicon General）、尤尼特德公司（Unitrode）等相繼推出一批PWM芯片，典型產(chǎn)品有MC3520、SG3524、UC3

25、842。90年代以來，國(guó)外又研制出開關(guān)頻率達(dá)1MHz的高速PWM、PFM（脈沖頻率調(diào)制）芯片，典型產(chǎn)品如UC1825、UC1864。第二個(gè)方向則是對(duì)中，小功率開關(guān)電源實(shí)現(xiàn)單片集成化。這大致分兩個(gè)階段：80年代初意－法半導(dǎo)體有限公司（SGS－Thomson）率先推出L4960系列單片開關(guān)式穩(wěn)壓器。該公司于90年代又推出了L4970A系列。其特點(diǎn)是將脈寬調(diào)制器、功率輸出級(jí)、保護(hù)電路等集成在一個(gè)芯片中，使用時(shí)需配工頻變壓器與電網(wǎng)隔離，適于制作

26、低壓輸出（5.1～40V）、大中功率（400W以下）、大電流（1.5A～10A）、高效率（可超過90%）的開關(guān)電源。但從本質(zhì)上講，它仍屬DC/D</p><p>　　1994年，美國(guó)PI公司在世界上首先研制成功三端隔離式脈寬調(diào)制型單片開關(guān)電源，被人們譽(yù)為“頂級(jí)開關(guān)電源”。其第一代產(chǎn)品為TOPSwitch系列，第二代產(chǎn)品則是1997年問世的TOPSwitch-II系列。該公司于1998年又推出了高效、小功率、低價(jià)格

27、的四端單片開關(guān)電源TinySwitch系列。在這之后，Motorola公司于1999年又推出MC33370系列五端單片開關(guān)電源，亦稱高壓功率開關(guān)調(diào)節(jié)器（High Voltage Power Switching Regulator）。目前，單片開關(guān)電源已形成四大系列、近70種型號(hào)的產(chǎn)品。</p><p>　　1.3 開關(guān)電源的發(fā)展趨勢(shì)</p><p>　　1955年美國(guó)羅耶（GH·

28、Roger)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實(shí)現(xiàn)高頻轉(zhuǎn)換控制電路的開端，1957年美國(guó)查賽（Jen Sen)發(fā)明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國(guó)科學(xué)家們提出取消工頻變壓器的串聯(lián)開關(guān)電源的設(shè)想，這對(duì)電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到了1969年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復(fù)時(shí)間的縮短等元器件改善，終于做成了25千赫的開關(guān)電源。  </p><p>　　

29、目前，開關(guān)電源以小型、輕量和高效率的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于以電子計(jì)算機(jī)為主導(dǎo)的各種終端設(shè)備、通信設(shè)備等幾乎所有的電子設(shè)備，是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。目前市場(chǎng)上出售的開關(guān)電源中采用雙極性晶體管制成的100kHz、用MOS－FET制成的500kHz電源，雖已實(shí)用化，但其頻率有待進(jìn)一步提高。要提高開關(guān)頻率，就要減少開關(guān)損耗，而要減少開關(guān)損耗，就需要有高速開關(guān)元器件。然而，開關(guān)速度提高后，會(huì)受電路中分布電感和電容或二極管中存儲(chǔ)

30、電荷的影響而產(chǎn)生浪涌或噪聲。這樣，不僅會(huì)影響周圍電子設(shè)備，還會(huì)大大降低電源本身的可靠性。</p><p>　　其中，為防止隨開關(guān)啟-閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器，而對(duì)由二極管存儲(chǔ)電荷所致的電流浪涌可采用非晶態(tài)等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對(duì)1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關(guān)上的電壓或通過開關(guān)的電流呈正弦波，這樣既可減少開關(guān)損耗，同時(shí)也可控制浪涌的發(fā)生。這種開關(guān)方式稱為諧振式開關(guān)。

31、0;  </p><p>　　目前對(duì)這種開關(guān)電源的研究很活躍，因?yàn)椴捎眠@種方式不需要大幅度提高開關(guān)速度就可以在理論上把開關(guān)損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關(guān)電源高頻化的一種主要方式。當(dāng)前，世界上許多國(guó)家都在致力于數(shù)兆Hz的變換器的實(shí)用化研究。</p><p>　　我們這次畢業(yè)設(shè)計(jì)主要是研究TOPSwitch-II開關(guān)電源以及相關(guān)的PCB設(shè)計(jì)制作，力圖使電路簡(jiǎn)單且易于調(diào)試，盡最

32、大可能的方便用戶的使用。在本次設(shè)計(jì)中，我們要掌握電路設(shè)計(jì)的基本方法和步驟，學(xué)會(huì)用計(jì)算機(jī)專用軟件（Protel99）繪制電路原理圖和設(shè)計(jì)制作印制線路板圖，掌握標(biāo)準(zhǔn)化制圖的基本規(guī)則，將理論和實(shí)踐相結(jié)合，提高獨(dú)立分析能力和解決問題的能力，為我們畢業(yè)后走上工作崗位打下一個(gè)良好的基礎(chǔ)。</p><p><b>　　第2章 方案論證</b></p><p><b>　

33、　2.1 概述</b></p><p>　　整個(gè)系統(tǒng)以TOPSwitch-II芯片為核心，順序流程連接各個(gè)功能模塊，完成了將普通市電轉(zhuǎn)化成所需要的穩(wěn)定電流和電壓。</p><p>　　2.2 系統(tǒng)總體框圖</p><p>　　圖2.1 系統(tǒng)總體框圖</p><p>　　圖2.1是本開關(guān)電源結(jié)構(gòu)框圖，圖中顯示了主要電路模塊，其中開關(guān)

34、占空比控制電路是基于TOPSwitch-II型芯片的控制電路[1]。</p><p><b>　　2.3 工作原理</b></p><p>　　2.3.1 TOPSwitch-II的結(jié)構(gòu)及工作原理</p><p>　　TOPSwitch-II器件為三端隔離反激式脈寬調(diào)制單片開關(guān)電源集成電路，但與其第一代產(chǎn)品相比，它不僅在性能上有進(jìn)一步改進(jìn)，而且

35、輸出功率有顯著提高，現(xiàn)已成為國(guó)際上開發(fā)中、小功率開關(guān)電源及電源模塊的優(yōu)選集成電路。</p><p>　　TOPSwitch-II的管教排列圖如圖2.2所示，它有三種封裝形式。其中TO-220封裝自帶小散熱片，屬典型的三端器件，本文主要采用此種封裝形式的芯片。此外還有DIP-8封裝和SMD-8封裝，它們都有8個(gè)管腳，但均可簡(jiǎn)化成3個(gè)，兩者區(qū)別是DIP-8可配8腳IC插座，SMD-8則為表面貼片，后者不許打孔焊接。&

36、lt;/p><p>　　圖2.2 TOPSwitch-II的管教排列圖</p><p>　　TOPSwitch-II的三個(gè)管腳分別為控制信號(hào)輸入端C（CONTROL）、主電源輸入端D（DRAIN）、電源公共端S（SOURCE），其中S端也是控制電路的基準(zhǔn)點(diǎn)。它將脈寬調(diào)制（PWM）控制系統(tǒng)的全部功能集成到了三端芯片中，TOPSwitch-II的內(nèi)部框圖如圖2.3所示。主要包括10部分：控制電壓源

37、；帶隙基準(zhǔn)電壓源；振蕩器；并聯(lián)調(diào)整器/誤差放大器；脈寬調(diào)制器；門驅(qū)動(dòng)級(jí)和輸出級(jí)；過電流保護(hù)電路；過熱保護(hù)及上電復(fù)位電路；高壓電流源。圖中Zc為控制端的動(dòng)態(tài)阻抗，RE是誤差電壓檢測(cè)電阻RA與CA構(gòu)成截止頻率為7kHZ的低通濾波器。 </p><p>　　TOPSWitch-II的基本工作原理是利用反饋電流Ic來調(diào)節(jié)占空比D，達(dá)到穩(wěn)壓目的。舉例說明，當(dāng)輸出電壓Uo上升時(shí)，經(jīng)過光耦反饋電路使得Ic上升，從而使得D下降

38、，Uo也隨之下降，最終使Uo不變。</p><p>　　TOPSwitch-II器件開關(guān)頻率高，典型值為100kHz，允許范圍為90-110kHz，開關(guān)管占空比由C腳電流以線性比例控制。電路啟動(dòng)時(shí)，由漏極經(jīng)內(nèi)部高壓電流源為C腳提供工作電壓Vc。（實(shí)際電路中C腳外部應(yīng)接入電容，以電容的充電過程控制Vc逐步升高，以完成電路的軟啟動(dòng)過程），其PWM反饋控制回路由Rc、比較器A1和F1等元件組成，控制極電壓Vc為控制電路

39、提供電源，同時(shí)也是PWM反饋控制回路的偏置電壓，比較器A2的基準(zhǔn)電壓設(shè)置為5.7V，當(dāng)Vc高于5.7V時(shí)，A2輸出高電平，與此同時(shí)PWM控制電流經(jīng)電阻R與振蕩器輸出的鋸齒波電流分別輸入PWM比較器A4的+/-輸入端，這時(shí)因反饋電流較小從A3反向端輸入的鋸齒波信號(hào)經(jīng)門電路G3和G4送至RS觸發(fā)器B2的復(fù)位端+在鋸齒波信號(hào)和時(shí)鐘信號(hào)的共同作用下RS觸發(fā)器的輸出端Q被置為高電平，門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)（PWM信號(hào)）經(jīng)G6，G7兩次反相，送到開關(guān)管F2的

40、柵極，開關(guān)管處于開關(guān)狀態(tài)，當(dāng)電路啟動(dòng)結(jié)束時(shí)Vc升至門限電壓4.7V，A2輸出高電平驅(qū)動(dòng)電子開關(guān)動(dòng)作，控制電路的供電切換至內(nèi)部電源；正常工作時(shí)TOPSwitch器件通過外圍電路形成電壓負(fù)反饋閉環(huán)控制，調(diào)</p><p>　　圖2.3 TOPSwitch-II的內(nèi)部框圖</p><p>　　TOPSwitch器件具有關(guān)斷/自動(dòng)重啟動(dòng)電路功能，即當(dāng)調(diào)節(jié)失控時(shí)立即使芯片在低占空比下工作，倘若故障已

41、排除就自動(dòng)重啟動(dòng)恢復(fù)正常工作。在自啟動(dòng)階段（控制極電壓Vc低于門限電壓5.7V時(shí)），控制電路處于低功耗的待命狀態(tài)，此時(shí)由于比較器A2的滯回特性，電子開關(guān)頻繁地在高壓電流源和內(nèi)部電源之間進(jìn)行切換，使得Vc值保持在4.7-5.7V之間。自啟動(dòng)電路由一個(gè)8分頻計(jì)數(shù)器完成延時(shí)功能，阻止輸出級(jí)MOSFET管F2連續(xù)導(dǎo)通，直到8個(gè)充/放電周期完全結(jié)束后才能再次導(dǎo)通。TOPSwitch器件通過預(yù)置V1m值來實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。TOPSwitch器件內(nèi)部還設(shè)

42、有過熱保護(hù)電路，當(dāng)芯片結(jié)溫大于135度時(shí)關(guān)斷輸出級(jí)（MOSFET），從而實(shí)現(xiàn)過熱保護(hù)目的。</p><p>　　2.3.2 單片開關(guān)電源電路基本原理</p><p>　　TOPSWitch-II單片開關(guān)電源典型電路如圖2.4所示。高頻變壓器在電路中具備能量存儲(chǔ)、隔離輸出和電壓變換著三種功能。由圖可見，高頻變壓器觸及繞組Np的極性（同名端用黑圓點(diǎn)表示），恰好與次級(jí)繞組Ns、反饋繞組NF的極性

43、相反。這表明在TOPSWitch-II導(dǎo)通時(shí)，電能就以磁場(chǎng)能量形式儲(chǔ)存在初級(jí)繞組中，此時(shí)VD2截止。當(dāng)TOPSWitch-II截止時(shí)VD2導(dǎo)通，能量傳輸給次級(jí)，刺激反擊是開關(guān)電源的特點(diǎn)。圖中，BR為整流橋，CIN為輸入端濾波電容。交流電壓u經(jīng)過整流濾波后得到直流高壓UI，經(jīng)初級(jí)繞組加至TOPSWitch-II的漏極上。鑒于在TOPSWitch-II關(guān)斷時(shí)刻，由高頻變壓器漏感產(chǎn)生的尖峰電壓會(huì)疊加在直流高壓UI和感應(yīng)電壓UOR上，可是功率開

44、關(guān)管漏籍電壓超過700V而損壞芯片；為此在初級(jí)繞組兩端增加漏極鉗位保護(hù)電路。鉗位電路由瞬態(tài)電壓抑制器或穩(wěn)壓管（VDZ1）、阻塞二極管（VD1）組成，VD1應(yīng)采用超快二極管（SRD）。VD2為次級(jí)整流管，COUT是輸出端濾波電容。</p><p>　　目前國(guó)際上流行采用配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。反饋繞組電壓經(jīng)過VD3、CF整流濾波后獲得反饋電壓UFB，經(jīng)光耦合器重的光敏三極管給TOPSWitch-II的控制端提供偏壓

45、，CT是控制端C的旁路電容。設(shè)穩(wěn)壓管VDZ2的穩(wěn)定電壓為UZ2，限流電阻R1兩端的壓降為UR，光耦合器中LED發(fā)光二極管的正向壓降為UF，輸出電壓Uo由下式設(shè)定：</p><p>　　Uo=UZ2+UF+UR （2.1）</p><p>　　則其穩(wěn)壓原理簡(jiǎn)述如下：當(dāng)由于某種原因致使Uo升高時(shí)，因UZ2不變，故UF隨之升高，使LED的

46、工作電流IF增大，再通過光耦合器使TOPSWitch-II控制端電流Ic增大。但因TOPSWitch-II的輸出占空比D與Ic成反比，故D減小，這就迫使Uo降低，達(dá)到穩(wěn)壓目的。反之亦然[3]。 </p><p>　　圖2.4 單片開關(guān)電源典型電路</p><p>　　第3章 單片開關(guān)電源的設(shè)計(jì)</p><p><b>　　3.1 概述</b>

47、</p><p>　　開關(guān)電源因具有重量輕、體積小、效率高、穩(wěn)壓范圍寬等優(yōu)點(diǎn)，在電視電聲、計(jì)算機(jī)等許多電子設(shè)備中得到了廣泛的使用。為了進(jìn)一步追求開關(guān)電源的小型化和低成本，人們不斷研制成功一些復(fù)合型單片開關(guān)電源集成電路芯片。如美國(guó)電源集成公司（Power Integrations Inc， 簡(jiǎn)稱PI公司或Power公司）推出的TOPSwitch-II器件就是其中的代表。TOPSwitch-II器件集PWM信號(hào)控制電

48、路及功率開關(guān)場(chǎng)效應(yīng)管（MOSFET）于一體，只要配以少量的外圍元器件，就可構(gòu)成一個(gè)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔、成本低、性能穩(wěn)定、制作及調(diào)試方便的單端反激式單片開關(guān)電源。</p><p>　　3.2 單片開關(guān)電源電路參數(shù)的設(shè)定</p><p>　　下面將比較詳細(xì)的敘述這些參數(shù)求得過程并完成電子表格。</p><p>　　確定開關(guān)電源的基本參數(shù)</p><p>

49、;　　交流輸入電壓最小值umin=85V</p><p>　　交流輸入電壓最大值umax=265V</p><p>　　電網(wǎng)頻率fL=50Hz</p><p>　　開關(guān)頻率f=100kHz</p><p>　　輸出電壓Uo=24V</p><p>　　輸出功率Po=50W</p><p><

50、;b>　　電源效率η=85%</b></p><p>　　損耗分配系數(shù)Z：Z代表次級(jí)損耗和總損耗的比值。在極端情況下，Z=0表示全部損耗發(fā)生在初級(jí)，Z=1則表示全部損耗發(fā)生在次級(jí)。在此，我們選取Z=0.5。</p><p>　　反饋電路類型及反饋電壓UFB的確定</p><p>　　我們可參照表1中的數(shù)據(jù)確定參數(shù)，因?yàn)槲覀儾捎门銽L431的光耦反饋

51、電路，所以UFB的值便一目了然。</p><p>　　(3) 輸入濾波電容CIN、直流輸電壓最小值UImin的確定</p><p>　　由表2可知在通用85~265V輸入時(shí)，CIN、UImin的值都可大概確定，其中，我們確定UImin的值為90V，而輸入濾波電容的準(zhǔn)確值不能從此表中得出。</p><p>　　輸入濾波電容的容量是開關(guān)電源的一個(gè)重要參數(shù)。CIN值選的過

52、低，會(huì)使UImin的值大大降低，而輸入脈動(dòng)電壓UR卻升高。但CIN值取得過高。會(huì)增加電容器成本，而且對(duì)于提高UImin值和降低脈動(dòng)電壓的效果并不明顯。下面介紹CIN準(zhǔn)確值的方法。</p><p>　　表1 反饋電路的類型及UFB的參數(shù)值</p><p>　　表2 確定CIN、UImin值</p><p>　　我們用以下式子獲得準(zhǔn)確的CIN值：</p>

53、<p><b>　?。?.1）</b></p><p>　　在寬范圍電壓輸入時(shí)，umin=85V，取UImin=90V，fL=50Hz，tC=3ms，Po=50W，η=85%，一并帶入式（3.1）求出CIN=129.69μF，比例系數(shù)CIN/Po=129.69μF/50W=2.6μF/W，這恰好在（2~3）μF/W允許的范圍之內(nèi)。</p><p>　　確定U

54、OR、UB的值</p><p>　　表3 確定UOR、UB值</p><p>　　當(dāng)TOPSwitch-II關(guān)斷且次級(jí)電路處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，次級(jí)電壓會(huì)感應(yīng)到初級(jí)上。感應(yīng)電壓UOR就與UI相疊加后，加至內(nèi)部功率開關(guān)管（MOSFET）的漏極上。與此同時(shí)，初級(jí)漏感也釋放能量，并在漏極上產(chǎn)生尖峰電壓UL。由于上述不利情況同時(shí)出現(xiàn)，極易損壞芯片，因此需給初級(jí)增加鉗位保護(hù)電路。利用TVS器件來吸收尖峰電

55、壓的瞬間能量，使上述三種電壓之和（UI+UOR+ UL）低于MOSFET的漏-源擊穿電壓U(BR)DS值。</p><p>　　根據(jù)UImin和UOR來確定最大占空比Dmax</p><p>　　Dmax的計(jì)算公式為</p><p><b>　?。?.2）</b></p><p>　　已知UOR=135V，UImin=9

56、0V，將UDS(ON)設(shè)為10V，一并代入式（3.2），求得Dmax=62.79%，這與典型值67%已經(jīng)很接近了。Dmax隨u的升高而減小。</p><p>　　(6) 確定初級(jí)紋波電流IR與初級(jí)峰值電流IP的比值KRP</p><p>　　定義比例系數(shù) （3.3

57、）</p><p>　　表4 根據(jù)u來確定KRP</p><p>　　由表4可確定KRP=0.4</p><p>　　(7) 確定初級(jí)波形參數(shù)</p><p>　　輸入電流的平均值IAVG</p><p><b>　　（3.4）</b></p><p>　　已知Po=50W

58、，η=85%，UImin=90V，求得IAVG=0.65A</p><p><b>　　初級(jí)峰值電流IP</b></p><p><b>　?。?.5）</b></p><p>　　把IAVG=0.65A，KRP=0.4，Dmax=62.79%代入式（3.5）得，IP=1.29A</p><p>&

59、lt;b>　　初級(jí)脈動(dòng)電流IR</b></p><p><b>　　由式（3.3）可得</b></p><p>　　IR= KRP·IP=0.4×1.29A=0.52A</p><p>　　初級(jí)有效值電流IRMS</p><p><b>　　（3.6）</b>&

60、lt;/p><p>　　將IP=1.29A，Dmax=62.79%，KRP=0.4代入式（3.6）的得，IRMS=0.83A</p><p>　　(8) 芯片及結(jié)溫的確定</p><p>　　所選芯片的極限電流最小值ILIMT（min）應(yīng)滿足下式</p><p>　　ILIMT（min）≥IP/0.9

61、 （3.7）</p><p>　　即ILIMT（min）≥1.43A，于是我們就選取了TOP225Y</p><p><b>　　TJ由下式確定</b></p><p><b>　?。?.8）</b></p><p>　　TOP225的設(shè)計(jì)功耗為1.7W，=20℃/W，TA=40℃，代入式（

62、3.8）得TJ=74℃。一般來說，TJ應(yīng)在25℃到100℃之間，才能使開關(guān)電源長(zhǎng)期正常運(yùn)行。</p><p>　　(9) 初級(jí)電感量Lp的計(jì)算</p><p>　　在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，由初級(jí)傳輸給次級(jí)的磁場(chǎng)能量變化范圍是</p><p>　　½LpIp²～½Lp（Ip-IR）²。初級(jí)電感量由下式?jīng)Q定：</p>&l

63、t;p><b>　?。?.9）</b></p><p>　　式中，Lp的單位是μH。已知開關(guān)電源的輸出功率為50W，初級(jí)脈動(dòng)電流與峰值電流的比例系數(shù)KRP=0.4，開關(guān)頻率f=100kHz，損耗分配系數(shù)Z=0.5，電源效率η=85%，IP=1.29A，將這些數(shù)值代入式（3.9）得Lp=1021.79 μH </p><p>　　(10) 選擇

64、高頻變壓器并查找其參數(shù)</p><p>　　可從設(shè)計(jì)手冊(cè)中查出，當(dāng)Po=50W時(shí)可供選擇的鐵氧體磁芯型號(hào)。若用常規(guī)漆包線繞制，可選EE30或EE35型，型號(hào)中的數(shù)字表示磁芯長(zhǎng)度A=30mm或35mm。EE型磁芯的價(jià)格低廉，磁損耗低且適應(yīng)性強(qiáng)。若采用三重絕緣線，則選EF30型磁芯。在此我們采用常規(guī)漆包線，故選用EE30型磁心。由手冊(cè)中查出SJ=1.09cm²，l=5.77cm， AL=4.69μH/匝&#

65、178;，b=13.7mm。</p><p>　　(11) 計(jì)算次級(jí)匝數(shù)Ns</p><p>　　對(duì)于100V/115V交流輸入，次級(jí)繞組可取1匝/V；對(duì)于230V交流或?qū)挿秶斎霊?yīng)取0.6匝/V。現(xiàn)已知u=85~265V，Uo=24V，考慮到在次級(jí)肖特基二極管上還有0.4V的正向?qū)▔航礥F1，因此次級(jí)匝數(shù)為（Uo+ UF1）×0.6匝/V=（24V+0.4V）×0.

66、6匝/V=14.64匝。由于次級(jí)繞組上還存在導(dǎo)線電阻，也會(huì)形成壓降，實(shí)取Ns=15匝。</p><p>　　(12) 計(jì)算初級(jí)匝數(shù)Np</p><p><b>　?。?.10）</b></p><p>　　已知Ns=15匝，UOR=135V，Uo=24V，UF1=0.4V，將這些值一同帶入式（3.10），可求得Np=82.99，實(shí)取83匝。&l

67、t;/p><p>　　(13) 計(jì)算反饋繞組匝數(shù)</p><p><b>　　（3.11）</b></p><p>　　配有TL431的光耦反饋電路UFB 一般取12V，UF2取0.7V，UF1=0.4V，Ns=15，將這些值連同Uo=24V一起帶入式（3.11），求得NF=7.8匝。實(shí)取8匝。</p><p>　　(14)

68、 根據(jù)初級(jí)層數(shù)d、骨架寬度b和安全邊距M，用下式計(jì)算有效骨架寬度</p><p>　　bE=d（b-2M） (3.12)</p><p>　　暫且將d設(shè)為2，M取為3mm，b=13.7mm，將其帶入式（3.12）求得，bE=15.4mm</p><p>　　再利用下式計(jì)算初級(jí)導(dǎo)線的外徑（帶絕緣層）DPM：

69、</p><p>　　DPM= bE/NP （3.13）</p><p>　　將bE=15.4mm，NP=83帶入式（3.13）求得，DPM=0.19mm?？鄢崞ず螅泱w導(dǎo)線的內(nèi)徑DPm=0.15mm。 </p><p>　　(15) 驗(yàn)證初級(jí)導(dǎo)線的電流密度J是否滿足初級(jí)有效值電流IRMS=0.83A之條

70、件。計(jì)算電流密度的公式為</p><p><b>　?。?.14）</b></p><p>　　將DPm=0.15mm，IRMS=0.83A代入式（3.14）中得到J=7.22A/mm2。</p><p>　　若J﹥10 A/mm2，應(yīng)選用較粗的導(dǎo)線并配以較大尺寸的磁芯和骨架，使J﹤10 A/mm2。若J﹤4 A/mm2，宜選較細(xì)的導(dǎo)線和較小的

71、磁芯骨架，使J﹥4 A/mm2，亦可適當(dāng)增加NS的匝數(shù)。</p><p>　　查表可知，與直徑0.15mm接近的公制線規(guī)φ0.16mm，比0.15mm略粗一點(diǎn)，完全可滿足要求。因φ0.14mm的公制線規(guī)稍細(xì)，故不選用。</p><p>　　(16) 計(jì)算磁芯中的最大磁通密度BM</p><p><b>　　（3.15）</b></p>

72、;<p>　　將IP=1.29A，Lp=1021.79 μH，Np=83匝，磁芯有效橫截面積SJ=1.09cm²，一并代入式（3.15）中，得到BM=0.25T。</p><p>　　(17) 磁芯的氣隙寬度</p><p>　　式（3.16）中，δ的單位是mm。將SJ=1.09cm²，Np=83匝，Lp=1021.79 μH，磁芯不留間隙時(shí)的等效電感AL

73、=4.69μH/匝²一并代入式（3.16）得到，δ=0.89mm。氣隙δ應(yīng)加在磁芯的磁路中心處，要求δ≥0.051mm。</p><p><b>　　（3.16）</b></p><p>　　(18) 計(jì)算留有氣隙時(shí)磁芯的等效電感</p><p><b>　?。?.17）</b></p><p

74、>　　將Lp=1021.79 μH，Np=83匝代入式（3.17）得到，ALG=0.15μH/匝²。</p><p>　　(19) 計(jì)算次級(jí)峰值電流ISP</p><p>　　次級(jí)峰值電流取決于初級(jí)峰值電流IP和初、次級(jí)的匝數(shù)比n，有公式</p><p><b>　?。?.18）</b></p><p>

75、　　已知IP=1.29A，Np=83，Ns=15，不難算出n=5.5，代入式（3.18）得到ISP=7.14A</p><p>　　(20) 計(jì)算次級(jí)有效值電流ISRMS</p><p>　　次級(jí)紋波電流與峰值電流的比例系數(shù)KRP與初級(jí)完全相同，區(qū)別僅是對(duì)次級(jí)而言，KRP反映的是次級(jí)電流在占空比為（1-Dmax）時(shí)的比例系數(shù)[5]。因此，計(jì)算次級(jí)有效值電流ISRMS時(shí)，需將式（2.6）中的

76、IRMS、Ip、Dmax依次換成ISRMS、ISP、（1-Dmax）。由此得到公式</p><p><b>　?。?.19）</b></p><p>　　將ISP=7.14A，Dmax=62.79%，KRP=0.4代入式（3.19）中求得，ISRMS=3.52A。</p><p>　　(21) 計(jì)算出濾波電容上的紋波電流IRI</p>

77、;<p>　　先求出輸出電流Io=Po/Uo=50W/24V=2.08A，再代入式（3.20）：</p><p><b>　?。?.20）</b></p><p>　　將ISRMS=3.52A，Io=2.08A代入式（3.20）中計(jì)算出，IRI=2.84A</p><p>　　(22) 計(jì)算次級(jí)裸導(dǎo)線直徑</p>&

78、lt;p><b>　　有公式</b></p><p><b>　?。?.21）</b></p><p>　　將ISRMS=3.52A，J=7.22A/mm2代入式（3.21）中求出，DSm=0.31mm。實(shí)選φ0.315mm的公制線規(guī)。</p><p>　　需要指出，當(dāng)DSm﹥0.4mm時(shí)應(yīng)采用φ0.40mm的兩股導(dǎo)

79、線雙線并繞Ns匝。與單股粗導(dǎo)線繞制方法相比，雙線并饒能增大次級(jí)繞組的等效橫截面積，改善磁場(chǎng)耦合程度，減少磁場(chǎng)泄感及漏感。此外，用雙線并繞方式還能減小次級(jí)導(dǎo)線的電阻值，降低功率損耗。</p><p>　　導(dǎo)線外徑（單位是mm）的計(jì)算公式為</p><p><b>　?。?.22）</b></p><p>　　將b=13.7mm，M=3，Ns=15

80、匝一并代入式（3.22）中得到，DSM=0.51mm。選用導(dǎo)線直徑DSm≥0.31mm而絕緣層外徑DSM≤0.51mm的三重絕緣線。</p><p>　　(23) 確定次級(jí)整流管、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓：U（BR）S、U（BR）FB</p><p><b>　　有公式</b></p><p><b>　?。?.23）<

81、/b></p><p><b>　　（3.24）</b></p><p>　　將Uo=24V，UFB=12V，UImax=375V，Ns=15匝，Np=83匝，NF=8匝，分別代入式（3.23）和式（3.24）中計(jì)算出，U（BR）S=91.77V，U（BR）FB=48.14V。</p><p>　　表5：設(shè)計(jì)24V、50W開關(guān)電源的電子數(shù)

82、據(jù)表格</p><p>　　(24) 部分參數(shù)的補(bǔ)充</p><p>　　對(duì)于表5中交流磁通密度有兩個(gè)計(jì)算公式：</p><p><b>　　（3.25）</b></p><p><b>　?。?.26）</b></p><p>　　式中最大磁通密度BM=0.25T，KRP=

83、0.4，代入式（3.25）算出BAC=0.2。式（3.26）可作為驗(yàn)證公式[7]。</p><p>　　磁芯無氣隙時(shí)的相對(duì)磁導(dǎo)率</p><p>　　與磁芯不留間隙時(shí)的等效電感AL、有效磁路長(zhǎng)度l、磁芯有效橫截面積SJ之間，存在下述關(guān)系式</p><p><b>　　（3.27）</b></p><p>　　將AL=4.

84、69μH/匝，l=5.77cm，SJ=1.09 cm2，代入式（3.27）得到=1.98μH/匝cm</p><p>　　3.3 單片開關(guān)電源中電子元器件的選擇</p><p>　　3.3.1 選擇鉗位二極管和阻塞二極管</p><p>　　(1) 瞬態(tài)電壓抑制器的工作原理</p><p>　　瞬態(tài)電壓抑制器亦稱瞬變電壓抑制二極管，其英文縮寫

85、為TVS ( Transient voltage Suppressor)，是一種新型過壓保護(hù)器件。由于它的響應(yīng)速度極快、鉗位電壓穩(wěn)定、體積小、價(jià)格低，因此可作為各種儀器儀表、自控裝置和家用電器中的過壓保護(hù)器。還可用來保護(hù)單片開關(guān)電源集成電路、MOS 功率器件以及其他對(duì)電壓敏感的半導(dǎo)體器件[10]。</p><p>　　瞬態(tài)電壓抑制器是一種硅PN結(jié)器件，其外型與塑封硅整流二極管相似，見圖3.1中（a）。常見的封裝形

86、式有DO－41、A27K、A37K，它們?cè)?5 ℃以下的額定脈沖功率分別為2W、5W、15W，在25 ℃、1/120s條件下可承受的浪涌電流分別可達(dá) 50A、80A、200A。外形尺寸有ø2.7×5.2、ø5.0×9.4（mm）等規(guī)格。其鉗位電壓從0.7V到3kV。TVS的符號(hào)與穩(wěn)壓管相同 ，見圖3.1中（b），伏安特性如圖3.1中（c）所示。圖3.1中(c)中 ，UB、IT分別為反向擊穿電壓（即

87、鉗位電壓）、測(cè)試電流。UR為導(dǎo)通前加在 器件上的最大額定電壓。有關(guān)系式UR≈0.8UB。 IR是最大反向漏電流。Uc是在1ms時(shí)間內(nèi)器件可承受的最大峰值電壓。有關(guān)系式UC>UB>UR。IP是瞬時(shí)脈沖峰值電流。因IP、IT、IR分別屬于A、 mA、μA這三個(gè)數(shù)量級(jí)，故IP>>IT>> IR。TVS的峰值脈沖功率PP與干擾脈沖的占空比（D）以及環(huán)境溫度（TA）有關(guān)。當(dāng)D↓時(shí)PP↑，反之亦然。而當(dāng)TA↓時(shí)P

88、P↑。PP值通常是在脈寬1ms、脈沖上升沿為10μs、D=0.01％的條件下測(cè)出的，使用時(shí)不得超過此</p><p>　?。╝）外形 （b）符號(hào) （c）伏安特性</p><p>　　圖3.1 瞬態(tài)電壓抑制器</p><p>　　瞬態(tài)電壓抑制器在承受瞬態(tài)高電壓（例如浪涌電壓、雷電干擾、尖峰電壓）時(shí) ，能迅速反向擊穿，由

89、高阻態(tài)變成低阻態(tài)，并把干擾脈沖鉗位于規(guī)定值，從而保證電子設(shè)備或元器件不受損壞。鉗位時(shí)間定義為從零伏達(dá)到反向擊穿電壓最小值所需要的時(shí)間。TVS的鉗位時(shí)間極短，僅1ns，所能承受的瞬態(tài)脈沖峰值電流卻高達(dá)幾十至幾百A。其性能要優(yōu)于壓敏電阻器（VSR），且參數(shù)的一致性好。 </p><p><b>　　(2) 阻塞二極管</b></p><p><b>　　反向恢復(fù)

90、時(shí)間tIr</b></p><p>　　反向恢復(fù)時(shí)間tIr的定義是電流通過零點(diǎn)由正向轉(zhuǎn)向反向，再由反向轉(zhuǎn)換到規(guī)定低值的時(shí)間間隔。它是衡量高頻整流及續(xù)流器件性能的重要技術(shù)指標(biāo)。反向電流的波形如圖3.2所示。圖3.2中，IF為正向電流，IRM為最大反向 恢復(fù)電流，tIr為反向恢復(fù)電流，通常規(guī) 定Irr=0.1IRM。當(dāng)t≤t0時(shí)，iF=IF。 當(dāng)t>t0時(shí)，由于整流管上的正向電壓突然變成反向電壓，因

91、此正向電流迅速減小，在 t=t1時(shí)刻，iF=0。然后整流管上流過反向電流iR，并且iR逐漸增大；在 t=t2時(shí)刻達(dá)到最大反向電流IRM。此后反向電流逐漸減小，并且在t=t3時(shí)刻達(dá)到規(guī)定值Irr。從t2到t3的反向恢復(fù)過程與電容器放電過程有相似之處。由t1到 t3的時(shí)間間隔即為反向恢復(fù)時(shí)間trr。</p><p>　　圖3.2 反向恢復(fù)電流的波形</p><p>　　快恢復(fù)二極管的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)&

92、lt;/p><p>　　快恢復(fù)二極管的內(nèi)部結(jié)構(gòu)與普通二極管不同，它是在P型、N型硅材料中增加了基區(qū)I，構(gòu)成P－I－N硅片。由于基區(qū)很薄，反向恢復(fù)電荷很小，不僅大大減小了trr值，還降低了瞬態(tài)正向電壓，使管子能承受很高的反向工作電壓?？旎謴?fù)二極管的反向恢復(fù)時(shí)間一般為幾百ns，正向壓降為0.6～0.7V，正向電流是幾A至幾 kA，反向峰值電壓可達(dá)幾百V至幾kV。超快恢復(fù)二 極管則是在快恢復(fù)二極管基礎(chǔ)上發(fā)展而成的，其反向恢

93、復(fù)電荷進(jìn)一步減小，trr值可低至幾十ns。20A以下的快恢復(fù)二極管及超快恢復(fù)二極管大多采用TO-220封裝。從內(nèi)部結(jié)構(gòu)看，可分成單管、對(duì)管兩種。對(duì)管內(nèi)部包含兩只快恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管，根據(jù)兩只二極管接法的不同，又有共陰對(duì)管、共陽對(duì)管之分。幾十A的快恢復(fù) 、超快恢復(fù)二極管一般采用TO-3P金屬殼封裝，更大容量（幾百A至幾kA）的管子則采用螺栓型或平板型封裝[3]。</p><p>　　(3) 關(guān)于鉗位二極管和阻塞二

94、極管的選取</p><p>　　對(duì)于像TOPSwitch-II這樣的中低功率類型單片開關(guān)電源，可選UB=180V的瞬態(tài)電壓抑制器。對(duì)于鉗位二極管和阻塞二極管的選取參見表6：</p><p>　　表6 鉗位二極管和阻塞二極管的選取</p><p>　　對(duì)于TVS和阻塞二極管，還可以選取其它型號(hào)的管子，如表7和表8所示：</p><p>　　表7

95、 單片開關(guān)電源常用TVS的型號(hào)</p><p>　　表8 阻塞二極管選取原則</p><p>　　3.3.2 輸出整流管的選取</p><p>　　開關(guān)電源的輸出整流管宜采用肖特基二極管，這有利于提高電源效率。典型產(chǎn) 品有Motorola公司生產(chǎn)的MBR系列肖特基二極管。所 選肖特基管必須滿足條件</p><p>　　URM≥2U（BR）

96、S （3.28）</p><p>　　Id≥3IOM （3.29）</p><p>　　式（3.28）中次級(jí)整流管的最大反向峰值電壓2U（BR）S由式（3.30）決定：</p><p><b>　　（3.30）</b></p>

97、<p>　　單片開關(guān)電源的輸出電壓Uo=24V，最大連續(xù)輸出電流IOM=2.08A，最大輸出功率POM=50W。已知高頻變壓器的初級(jí)匝數(shù)NP=83匝，次級(jí)匝數(shù)Ns=15匝，直流輸入電壓最大值UImax=375V（對(duì)應(yīng)于交流輸入電壓最大值umax=265 V）。由式（3.30）可計(jì)算出U(BR)S=91.78V。再根據(jù)式（3.28）求得URM≥183.5V。將IOM=2.08A代入式（3.29）中得到Id≥6.24A。<

98、;/p><p>　　需要指出，肖特基二極管的最高反向工作電壓一般不超過100V，僅適合作低壓、大電流整流用。當(dāng)UO≥30V時(shí)，須用耐壓100V以上的超快恢復(fù)二極管來代替肖特基二極管，此時(shí)電源效率略有下降。此時(shí)U(BR)S=91.78V，URM≥183.5V，已不再適合采用肖特基二極管，如上所述，采用耐壓100V以上的超快恢復(fù)二極管。由表9可選出合適的二極管：</p><p>　　表9 Moto

99、rola公司部分型號(hào)的超快恢復(fù)二極管數(shù)據(jù)表</p><p>　　由表9我們選出MUR820型超快恢復(fù)二極管，其URM=200V﹥183.5V，Id=8A﹥6.24A，TIr=30ns﹥10ns，電源效率會(huì)稍微下降。</p><p>　　3.3.3 輸出濾波電容的選取</p><p>　　輸出濾波電容C2上的紋波電流很大，在前面已求出IRI=2.84A，進(jìn)而求出C2

100、上的功率損耗</p><p><b>　　（3.31）</b></p><p>　　式（3.31）中r0為濾波電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）。它表示在電容器的等效電路中，與之相串聯(lián)的代表電容器損耗的等效電阻，簡(jiǎn)稱串聯(lián)損耗電阻，在此我們將其值取為2.4Ω，則可計(jì)算出功率損耗P=19.36W。</p><p>　　輸出紋波電壓由式（3.32）決定&l

101、t;/p><p>　　URI=ISP·r0 （3.32）</p><p>　　計(jì)算出URI=17.14V。</p><p>　　在固定負(fù)載的情況下，通過C2的交流電流標(biāo)稱值必須滿足下列條件：</p><p><b>　?。?.33）</b>

102、;</p><p>　　即=（1.5~2）IRI=（1.5~2）×2.84A∈（4.26~5.28）。通過查手冊(cè)我們確定選取COUT=1000μF/35V。</p><p>　　3.3.4 反饋電路中整流管的選取</p><p>　　表10中的URM（已知：≥183.5V）為整流管最高反向工作電壓，前面已知，其值為48.14V，要求如表10，由表可知選Ph

103、ilips公司的BAV21比較合適。</p><p>　　表10選擇反饋電路中的整流管</p><p>　　3.3.5 反饋濾波電容的選擇</p><p>　　反饋濾波電容應(yīng)取0.1μF/50V陶瓷電容器。</p><p>　　3.3.6 控制端電容及串聯(lián)電阻的選擇</p><p>　　控制端電容一般取47μF/10V

104、，普通電解電容器即可。與之相串聯(lián)的電阻可選6.2Ω、1/4W，本設(shè)計(jì)采用連續(xù)模式，此電阻不可省略。</p><p>　　3.3.7 TL431型可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器的選擇</p><p>　　TL431是由美國(guó)德州儀器公司（TI）和摩托羅拉公司生產(chǎn)的2.50～36V可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器。其性能優(yōu)良，價(jià)格低廉，可廣泛用于單片精密開關(guān)電源或精密線性穩(wěn)壓電源中。此外，TL431還能構(gòu)成電壓比較

105、器、電源電壓監(jiān)視器、延時(shí)電路、精密恒流源等。目前在單片精密開關(guān)電源中，普遍用它來構(gòu)成外部誤差放大器，再與線性光耦合器組成隔離式光耦反饋電路。TL431系列產(chǎn)品包括TL431C、TL431AC、TL431I、TL431AI、TL431M、TL431Y，共6種型號(hào)。它屬于三端可調(diào)式器件，利用兩只外部電阻可設(shè)定2.50～36V范圍內(nèi)的任何基準(zhǔn)電壓值。TL431的電壓溫度系數(shù)αT=30×10－6／℃（即30ppm／℃）。其動(dòng)態(tài)阻抗低，

106、典型值為0.2Ω。陰極工作電壓UKA的允許范圍是2.50～36V，陰極工作電流IKA=1～100mA。TL431大多采用DIP-8或TO-92封裝形式，管腳排列分別如圖3.3所示。圖中，A為陽極，使用時(shí)需接地。K為陰極，需經(jīng)限流電阻接正電源。UREF是輸出電壓Uo的設(shè)定端，外接電阻分壓器[11]。NC為空</p><p>　　TL431的等效電路見圖3.4，主要包括4部分：</p><p>

107、;　　圖3.3 TL431的電路符號(hào)與基本接線圖 3.4 TL431等效電路圖</p><p>　　(1)誤差放大器A，其同相輸入端接從電阻分壓器上得到的取樣電壓，反相輸入端則接內(nèi)部2.50V基準(zhǔn)電壓Uref，并且設(shè)計(jì)的UREF=Uref，UREF端常態(tài)下應(yīng)為2.50V，因此亦稱基準(zhǔn)端；</p><p>　　(2)內(nèi)部2.50V（準(zhǔn)確值應(yīng)為2.495V）基準(zhǔn)電壓源Ur

108、ef；</p><p>　　(3)NPN型晶體管VT，它在電路中起到調(diào)節(jié)負(fù)載電流的作用；</p><p>　　(4)保護(hù)二極管VD，可防止因K、A間電源極性接反而損壞芯片。TL431的電路符號(hào)和基本接線如圖2所示。它相當(dāng)于一只可調(diào)式齊納穩(wěn)壓管，輸出電壓由外部精密電阻R1和R2來設(shè)定，有公式</p><p>　　Uo=UKA=（1＋R1／R2）

109、 （3.34）</p><p>　　R3是IKA的限流電阻。TL431的穩(wěn)壓原理可分析如下：當(dāng)由于某種原因致使Uo↑時(shí)，取樣電壓UREF也隨之升高，使UREF>Uref，比較器輸出高電平，令VT導(dǎo)通，Uo↓。反之，Uo↓→UREF↓→UREFTL431可廣泛用于單片開關(guān)電源中，作為外部誤差放大器，構(gòu)成光耦反饋式電路。其工作原理是當(dāng)輸出電壓Uo發(fā)生波動(dòng)時(shí)，經(jīng)電阻分壓后得到的取樣電壓就與TL

110、431中的2.5V帶隙基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，在陰極上形成誤差電壓，使LED的工作電流IF產(chǎn)生相應(yīng)變化，再通過光耦去改變控制端電流IC的大小，調(diào)節(jié)TOPSwitch-II的輸出占空比，使Uo不變，達(dá)到穩(wěn)壓目的。</p><p>　　3.3.8 光耦合器的選擇</p><p>　　光耦合器（Optical Coupler，英文縮寫為OC）亦稱光電隔離器或光電耦合器，簡(jiǎn)稱光耦。它是以光為媒介來傳輸電

111、信號(hào)的器件，通常把發(fā)光器（紅外線發(fā)光二極管LED）與受光器（光敏半導(dǎo)體管）封裝在同一管殼內(nèi)。當(dāng)輸入端加電信號(hào)時(shí)發(fā)光器發(fā)出光線，受光器接受光線之后就產(chǎn)生光電流，從輸出端流出，從而實(shí)現(xiàn)了“電—光—電”轉(zhuǎn)換。普通光耦合器只能傳輸數(shù)字（開關(guān)）信號(hào)，不適合傳輸模擬信號(hào)。近年來問世的線性光耦合器能夠傳輸連續(xù)變化的模擬電壓或模擬電流信號(hào)，使其應(yīng)用領(lǐng)域大為拓寬。</p><p>　　(1) 光耦合器的性能特點(diǎn)</p>

112、<p>　　光耦合器的主要優(yōu)點(diǎn)是單向傳輸信號(hào)，輸入端與輸出端完全實(shí)現(xiàn)了電氣隔離，抗干擾能力強(qiáng)，使用壽命長(zhǎng)，傳輸效率高。它廣泛用于電平轉(zhuǎn)換、信號(hào)隔離、級(jí)間隔離 、開關(guān)電路、遠(yuǎn)距離信號(hào)傳輸、脈沖放大、固態(tài)繼電器(SSR)、儀器儀表、通信設(shè)備及微機(jī)接口中。在單片開關(guān)電源中，利用線性光耦合器可構(gòu)成光耦反饋電路，通過調(diào)節(jié)控制端電流來改變占空比，達(dá)到精密穩(wěn)壓目的。</p><p>　　光耦合器的技術(shù)參數(shù)主要有發(fā)