低功耗低噪聲放大器畢業(yè)論文

1、<p><b>　　摘 要</b></p><p>　　快速發(fā)展的無線通信對微波射頻電路如低噪聲放大器提出更高的性能。低噪聲放大器(LNA)廣泛應用于微波接收系統(tǒng)中，是重要器件之一，它作為射頻接收機前端的主要部分，其主要作用是放大天線從空中接收到的微弱信號，降低噪聲干擾，以供系統(tǒng)解調(diào)出所需的信息數(shù)據(jù)。它的噪聲性能直接決定著整機的性能，進而決定接收機的靈敏度和動態(tài)工作范圍。而近年來

2、由于無線通信的迅猛發(fā)展也對其提出了新的要求，主要為：低噪聲、低功耗、低成本、高性能和高集成度。所以本論文針對這一需求，完成了一個2.45GHz無線射頻前端接收電路的低功耗低噪聲放大器的設計。</p><p>　　本文從偏置電路、噪聲優(yōu)化、線性增益及輸入阻抗匹配等角度分析了電路的設計方法，借助 ADS 仿真軟件的強大功能對晶體管進行建模仿真，在這個基礎(chǔ)上對晶體管的穩(wěn)定性進行了分析，結(jié)合 Smith 圓圖，對輸入輸出

3、阻抗匹配電路進行了仿真優(yōu)化設計，設計了一個中心頻率為2.45GHz、帶寬為100MHz、輸入輸出駐波比小于1.5、噪聲系數(shù)小于2dB和增益大于15dB的低噪聲放大器。 </p><p>　　關(guān)鍵詞：微波；低噪聲放大器；噪聲系數(shù)；匹配電路；ADS仿真</p><p><b>　　ABSTRACT</b></p><p>　　Rapid growt

4、h of wireless data communications has increased the demand for high performance RF&Microwave circuits, Such as Microwave Low Noise Amplifiers. The LNA is one of the most important and broad components in Microwave co

5、mmunication system receiver, as the main part of the RF front-end receiver, the function of the low noise amplifier is amplifying the faint signal which incepted from air by the antenna. It can reduce the noise jamming,

6、so as to demodulate right information for the system.</p><p>　　From the aspect of bias circuit, noise optimization, linear gain, impedance match, and the design methodology for LNA is analyzed, This article

7、carries on the modelling simulation with the aid of the ADS simulation software's powerful function to the transistor, has carried on the analysis in this foundation to transistor's stability, has used the Smith

8、circle diagram, to input the output impedance match circuit to carry on the simulation optimization design. a radio frequency power amplifier is</p><p>　　Key Words：microwave; low-noise amplifier; noise figur

9、e; matching circuit; ADS simulation</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　1引 言1</b></p><p>　　1.1課題研究背景1</p><p>　　1.2低噪聲放大器簡介2</p><

10、;p>　　1.3低噪聲放大器的發(fā)展現(xiàn)狀2</p><p>　　1.4本課題的研究方法及主要工作3</p><p>　　2低噪聲放大器理論綜述5</p><p>　　2.1史密斯圓圖5</p><p><b>　　2.2S參數(shù)6</b></p><p>　　2.3長線的阻

11、抗匹配7</p><p>　　2.3.1微波源的共軛匹配7</p><p>　　2.3.2負載的匹配8</p><p>　　2.3.3匹配方法8</p><p>　　2.4微帶線簡介8</p><p>　　2.5偏置電路9</p><p>　　3低噪聲放大器的基本指標1

12、0</p><p>　　3.1工作頻帶10</p><p><b>　　3.2帶寬10</b></p><p>　　3.3噪聲系數(shù)11</p><p><b>　　3.4增益12</b></p><p>　　3.5穩(wěn)定性12</p><

13、p>　　3.6端口駐波比和反射損耗13</p><p>　　4低噪聲放大器設計仿真及優(yōu)化15</p><p>　　4.1指標目標及設計流程15</p><p>　　4.2選取晶體管并仿真晶體管參數(shù)15</p><p>　　4.3晶體管S參數(shù)掃描17</p><p>　　4.4放大器的穩(wěn)定性分

14、析19</p><p>　　4.5設計輸入匹配網(wǎng)絡21</p><p>　　4.5.1匹配原理21</p><p>　　4.5.2計算輸入阻抗23</p><p>　　4.5.3單支節(jié)匹配電路23</p><p>　　4.6設計并優(yōu)化輸入輸出匹配網(wǎng)絡25</p><p>&

15、lt;b>　　結(jié) 論30</b></p><p><b>　　參考文獻32</b></p><p><b>　　致 謝34</b></p><p><b>　　引 言</b></p><p><b>　　課題研究背景</b&g

16、t;</p><p>　　微波和射頻工程是一個令人振奮且充滿生機的領(lǐng)域，主要由于一方面，現(xiàn)代電子器件取得了最新的發(fā)展；另一方面，目前對語音、數(shù)據(jù)、圖像通信能力的需求急劇增長。在這一通信變革之前，微波技術(shù)幾乎是國防工業(yè)一統(tǒng)天下的領(lǐng)域，而近來對無線尋呼、移動電話、廣播視頻、有繩和無繩計算機網(wǎng)絡等應用的通信系統(tǒng)需求的迅速擴大正在徹底改變工業(yè)的格局。這些系統(tǒng)正在用于各種場合，包括機關(guān)團體、生產(chǎn)制造工廠、市政基層設施，以及

17、個人家庭等。應用和工作環(huán)境的多樣性伴隨著大批量生產(chǎn)，從而使微波和射頻產(chǎn)品的低成本制造能力大為提高。這又轉(zhuǎn)而降低了大批新型的低成本無線、有線射頻和微波業(yè)務的實現(xiàn)成本，其中包括廉價的手持GPS導航設備、汽車防撞雷達，以及到處有售的寬帶數(shù)字服務入口等。</p><p>　　在這些紛繁的無線設備中，低噪聲放大器(LNA)是必不可少的關(guān)鍵部件，它應用于移動通訊、光纖通訊、電子對抗等接收裝置的前端，它的噪聲、增益等特性對系統(tǒng)

18、的整體性能影響較大，其性能的好壞對整個裝置的使用都有相當大的影響，因此低噪聲放大器的設計是通訊接收裝置的關(guān)鍵。</p><p>　　隨著微波、毫米波技術(shù)的迅速發(fā)展，微波通信、導航、制導、衛(wèi)星通信以及軍事電子對抗戰(zhàn)和雷達等領(lǐng)域?qū)ι漕l放大模塊的需求量也越來越大。特別是由于無線電通信頻率資源的日益緊張，分配到各類通信系統(tǒng)的頻率間隔越來越密，這對接收系統(tǒng)前端的器件，尤其是低噪聲放大器，提出了更高的要求，以減小不需要的干擾

19、因素，放大接收到的有用信號。另一方面，由于新材料、新工藝的不斷出現(xiàn)，以及半導體技術(shù)的迅速發(fā)展，各種新的射頻模塊層出不窮，使得微波、毫</p><p>　　米波有源電路的研制周期不斷縮短，且電路集成度越來越高，體積越來越小。</p><p>　　因此，為了適應未來形勢的發(fā)展需要，我們有必要縮短研制設計周期，研制高性能、低噪聲、小體積的微波放大器件，這已是目前國內(nèi)國際各個應用領(lǐng)域的關(guān)鍵環(huán)節(jié)之一

20、。在接收系統(tǒng)中，低噪聲放大器總是處于前端的位置。整個接收系統(tǒng)的噪聲取決于低噪聲放大器的噪聲。與普通放大器相比，低噪聲放大器一方面可以減小系統(tǒng)的雜波干擾，提高系統(tǒng)的靈敏度；另一方面放大系統(tǒng)的信號，保證系統(tǒng)工作的正常運行。低噪聲放大器的性能不僅制約了整個接收系統(tǒng)的性能，而且，對于整個接收系統(tǒng)技術(shù)水平的提高，也起了決定性的作用。因此，研制合適的寬頻帶、高性能、更低噪聲的放大器，研究出一套高效率的、精準的放大器設計方法已經(jīng)成為射頻微波系統(tǒng)設計中

21、的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。</p><p><b>　　低噪聲放大器簡介</b></p><p>　　低噪聲微波放大器（LNA）已廣泛應用于微波通信、GPS 接收機、遙感遙控、雷達、電子對抗、射電天文、大地測繪、電視及各種高精度的微波測量系統(tǒng)中，是必不可少的重要電路。低噪聲放大器位于射頻接收系統(tǒng)的前端，其主要功能是將來自天線的低電壓信號進行小信號放大。前級放大器的噪聲系數(shù)對整個微波

22、系統(tǒng)的噪聲影響最大，它的增益將決定對后級電路的噪聲抑制程度，它的線性度將對整個系統(tǒng)的線性度和共模噪聲抑制比產(chǎn)生重要影響。對低噪聲放大器的基本要求是：噪聲系數(shù)低、足夠的功率增益、工作穩(wěn)定性好、足夠的帶寬和大的動態(tài)范圍。 </p><p>　　Advanced Design System(ADS)軟件是Agilent公司在HP EESOF EDA軟件基礎(chǔ)上發(fā)展完善的大型綜合設計軟件，它功能強大，能夠提供各種射頻微波

23、電路的仿真和優(yōu)化設計，廣泛應用于通信、航天等領(lǐng)域，是射頻工程師的得力助手。本文著重介紹如何使用 ADS 進行低噪聲放大器的仿真與優(yōu)化設計。</p><p>　　低噪聲放大器的發(fā)展現(xiàn)狀</p><p>　　從上個世紀60年代中期開始，由于平面外延工藝的發(fā)展，雙極晶體管的工作頻率跨進微波頻段，平面外延晶體管的工作頻率達到1GHz以上，出現(xiàn)了微波雙極晶體管及其相應的放大器，而同時伴隨著場效應晶體

24、管（FET）理論的提出，包括金屬絕緣柵半導體FET (如MOSFET) 、結(jié)型場效應晶體管(JFET) 、金屬半導體場效應管(MESFET) 和近代的異質(zhì)結(jié)場效應管(Hetero-FET) ,如HEMT等隨之出現(xiàn)。近幾年來，隨著材料生長技術(shù)（比如分子束外延和分子化學蒸發(fā)沉積）和新型器件結(jié)構(gòu)可靠性的提高，開始從更高的輸出功率和效率方面改善器件的功能。這種新的技術(shù)發(fā)展水平功率GaAs HFET器件擁有基于異質(zhì)結(jié)化合物AlGaAs 、GaAs

25、 InGaP、 GaAs、InAlAs、InGaAs的結(jié)構(gòu)。雙極結(jié)型晶體管器件被引入異質(zhì)結(jié)結(jié)構(gòu)制成HBT。目前微波 HBT 的截止頻率達到了200 GHz ,因此在微波、低噪聲、超高速及低功耗方面具有很大的優(yōu)越性。異質(zhì)結(jié)不但能夠構(gòu)成雙極型晶體管,還可以構(gòu)成場效應晶體管,即異質(zhì)結(jié)場效應管(HFET) 。這種器件提供高柵漏和柵源擊穿電壓，門偏壓降低到夾斷電壓接近恒量的跨導，</p><p>　　值得注意的是，國外單片

26、集成(MMIC)微波器件發(fā)展很快，這是一種在幾平方毫米砷化鎵基片上集成的微波放大器，其體積小、噪聲系數(shù)一般增益高。1996年，TRW公司K.W Kabayashi等人研制出了S波段的HEMT—HBT單片集成接收機。該系統(tǒng)包括一個二級HEMT低噪聲射頻放大器、一級HEMT本征放大器和HBT雙平衡混頻器，三者均集成在同一片材料上，該HEMT—HBT的MMIC系統(tǒng)利用HEMT—HBT選擇性MBEIC技術(shù)，代表了當今最好的IC技術(shù)，充分展示了超

27、越于單純MMIC和混合集成技術(shù)的優(yōu)點。我們發(fā)現(xiàn)微波晶體管低噪聲放大器的巨大變革通常是隨著微波放大器件的產(chǎn)生和工藝技術(shù)的改進而發(fā)展的。相對于國外，由于國內(nèi)的制作工藝起步較晚，國內(nèi)有源電路技術(shù)指標的快速提高受到了限制。但是，總體說來，除了高度集成工藝外，國內(nèi)外總的設計手段是相差不大的，在研制方法上，國內(nèi)與國外也是基本相同的。</p><p>　　本課題的研究方法及主要工作</p><p>　　

28、低噪聲放大器是無線接收機前端的重要部分，其主要作用是放大微弱信號，盡量使放大器引入的噪聲減小。由于它處于接收機放大鏈的前端，因此，對整個系統(tǒng)來講是非常重要的。它的噪聲系數(shù)、增益和線性度等指標對整個射頻接收機系統(tǒng)的性能有重要影響，其中噪聲系數(shù)幾乎決定了整個接收機的噪聲性能。</p><p>　　本課題對低噪聲放大器的多種設計方法進行了研究，查閱了大量的資料，總結(jié)了前輩的設計經(jīng)驗，運用美國Agilent公司的高級設計

29、軟件 ADS2008 仿真，設計了一個在2.45GHz的頻率范圍內(nèi)滿足指標要求的低噪聲放大器。</p><p>　　全文可以分為五部分。具體內(nèi)容如下：</p><p>　　第一部分為引言。首先簡要介紹課題研究背景與低噪聲放大器，發(fā)展狀況及研究趨勢，最后介紹本文的主要工作和章節(jié)安排。</p><p>　　第二部分為低噪聲放大器理論綜述。介紹了史密斯圓圖、S參數(shù)、阻抗匹

30、配、微帶線理論基礎(chǔ)知識。</p><p>　　第三部分為低噪聲放大器的基本指標。分析了低噪聲放大器設計需要注意的指標，為后面的具體設計提供理論依托。</p><p>　　第四部分為具體的設計過程，對每一部分的設計都進行了大量細致的工作，主要包括輸入輸出最佳阻抗的獲得和匹配網(wǎng)絡的具體實現(xiàn)，并對每級電路整體性能的優(yōu)化實現(xiàn)給出了具體方法和步驟。</p><p>　　第五部

31、分為總結(jié)和研究前景的展望，分析了研究中的不足和思考，提出了一些有利于進一步研究的問題。</p><p>　　低噪聲放大器理論綜述</p><p><b>　　史密斯圓圖</b></p><p>　　P．H．Simth開發(fā)了以保角映射原理為基礎(chǔ)的圖解。這種方法的優(yōu)點是有可能在同一個圖中簡單直觀地顯示出傳輸線阻抗以及反射系數(shù)。</p>

32、<p>　　反射系數(shù)(reflection coefficient)能用下式的復數(shù)形式表達出來： </p><p><b>　　(2-1)</b></p><p>　　其中，是電路的負載值,是傳輸線的特性阻抗值，通常會使用50Ω。</p><p>　　圖2-1 等電阻圓和等電抗圓圖 </p><p>　　圖2

33、-1是史密斯圓圖中的等電阻圓和等電抗圓圖。圖中的圓形線代表電阻抗力的實數(shù)值，即電阻值，中間的橫線與向上和向下散出的線則代表電阻抗力的虛數(shù)值，即由電容或電感在高頻下所產(chǎn)生的阻力，當中向上的是正數(shù)，向下的是負數(shù)。圖表最中間的點(1+j0)代表一個已匹配(matched)的電阻數(shù)值()，同時其反射系數(shù)的值會是零。圖表的邊緣代表其反射系數(shù)的長度是1，即100% 反射。有一些圖表是以導納值(admittance)來表示，把上述的阻抗值版本旋轉(zhuǎn)18

34、0度即可。</p><p>　　根據(jù)上面介紹的等電阻圓和等電抗圓圖，能過簡單有效的確定電路的阻抗，并進行阻抗匹配。利用史密斯圓圖可以完成以下工作：</p><p>　　(1) 讀取阻抗、導納、反射系數(shù)等常用的射頻電路參數(shù)；</p><p>　　(2) 進行傳輸線的匹配網(wǎng)絡設計；</p><p><b>　　S參數(shù)</b>

35、</p><p>　　在絕大多數(shù)涉及射頻系統(tǒng)的技術(shù)資料和數(shù)據(jù)手冊中，都用到散射參數(shù)(S參數(shù))。其原因在于實際射頻系統(tǒng)不再采用終端開路、導線形成短路的測量方法。采用導線形成短路的時候，導線本身存在電感，而且其電感量在高頻下非常之大，此外，開路情況也會在終端形成負載電容。另外，當涉及電磁波傳播時也不希望反射系數(shù)的模等于1，在這種情況下，終端的不連續(xù)性將導致有害的電壓、電流反射，并產(chǎn)生可能造成器件損壞的振蕩。參數(shù)描述了

36、兩端口入射功率和反射功率之間的關(guān)系，而不是電壓和電流的關(guān)系。應用參數(shù)測量和校準都變得容易。</p><p>　　描述一個系統(tǒng)被和激勵，、和、分別表示輸入和輸出口的入射波、反射波功率。假定系統(tǒng)是線性的，參數(shù)定義為：</p><p>　　圖2-2 二端口網(wǎng)絡S參數(shù)</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p&g

37、t;　　式中稱為雙端口網(wǎng)絡的散射矩陣，簡稱為矩陣，它的各個參數(shù)的意義如下：</p><p>　?。罕硎?端口匹配，1端口的反射系數(shù)；</p><p>　?。罕硎?端口匹配，1端口到2端口的傳輸系數(shù)；</p><p>　　：表示1端口匹配，2端口到1端口的傳輸系數(shù)；</p><p>　?。罕硎?端口匹配，2端口的反射系數(shù)；</p>

38、<p>　　在射頻與微波頻段上，與端口的開路、短路條件相比，端口的匹配比較容實現(xiàn)，在端口匹配條件下進行測試也比較安全。</p><p><b>　　長線的阻抗匹配</b></p><p>　　在低噪聲放大器的設計中，阻抗匹配非常重要，它關(guān)系到系統(tǒng)的傳輸效率、功率容量與工作穩(wěn)定性，關(guān)系到低噪聲放大器的噪聲特性的好壞。因此，阻抗匹配問題極其重要。</p&

39、gt;<p>　　阻抗匹配的目的是使源傳遞給負載最大的射頻功率。一般而言，最佳的解決方案依賴于電路的要求，例如簡單易于實現(xiàn)，頻帶寬度，最小的功率波動，設計的可實現(xiàn)性和可調(diào)節(jié)性，設定的工作條件，足夠的諧波抑制等。由此得到很多類型的匹配網(wǎng)絡，包括集總元件和傳輸線。本文采用的是集總元件與傳輸線相結(jié)合的方法，并利用Smith圓圖軌跡法作為工具。</p><p>　　匹配包含兩個方面的含義：一是微波源的匹配，

40、要解決的問題是如何從微波源中取出最大功率；二是負載的匹配，要解決的問題是如何是負載吸收全部入射功率。這是兩個不同性質(zhì)的問題，前者要求信號源內(nèi)阻與長線輸入阻抗實現(xiàn)共軛匹配；后者要求負載與長線實現(xiàn)無反射匹配。</p><p><b>　　微波源的共軛匹配</b></p><p>　　阻抗匹配的目的是使源傳遞給負載最大的射頻功率。一般而言，最佳的解決方案依賴于電路的要求，例

41、如簡單易于實現(xiàn)，頻帶寬度，最小的功率波動，設計的可實現(xiàn)性和可調(diào)節(jié)性，設定的工作條件，足夠的諧波抑制等。由此得到很多類型的匹配網(wǎng)絡，包括集總元件和傳輸線。本文采用的是集總元件與傳輸線相結(jié)合的方法，并利用Smith圓圖軌跡法作為工具。</p><p>　　對于一個給定的微波源，其輸出最大功率的條件是：在同一參考面上負載的輸入阻抗與波源的內(nèi)阻抗互為共軛復數(shù)，這個條件稱為“共軛匹配”。需強調(diào)的是與必須對同一參考面而言，其

42、中為從參考面處向負載看去的輸入阻抗，為從參考面處向波源看去的輸入阻抗。</p><p><b>　　負載的匹配</b></p><p>　　在傳輸微波功率時一般都希望負載時匹配的，因為匹配負載無反射，傳輸線中為行波狀態(tài)，這對于傳輸微波功率來說，主要有以下幾點好處：</p><p>　　匹配負載可以從匹配源輸出功率中吸收最大功率。</p&g

43、t;<p>　　行波狀態(tài)時傳輸線的傳輸效率最高。因反射波帶回的能量和入射波一樣會在傳輸線中產(chǎn)生損耗，固有反射時的損耗功率增大，傳輸效率低。</p><p>　　行波狀態(tài)時傳輸線功率容量最大。因在駐波狀態(tài)時，沿線的高頻電場分布出現(xiàn)波腹，波腹處的電場比傳輸同樣功率時的行波電場高得多，因此容易發(fā)生擊穿，從而限制了功率容量。</p><p><b>　　匹配方法</b

44、></p><p>　　阻抗匹配的方法有二：一是在不匹配系統(tǒng)中適當加入無功元件，稱為調(diào)配器，人為引入一個或多個反射并使之與原系統(tǒng)產(chǎn)生的反射相互抵消而達到匹配；二是兩不匹配系統(tǒng)間加接一個阻抗變換器，其作用是化原不匹配系統(tǒng)內(nèi)的大反射為多級的或漸變的小反射乃至最終過渡到匹配狀態(tài)。</p><p><b>　　微帶線簡介</b></p><p>

45、　　微帶線屬于敞開式部分填充介質(zhì)的雙導體傳輸線。它是由介質(zhì)基片上的導帶和基片底部的金屬接地板構(gòu)成的，整個微帶線用薄膜工藝制作而成，基片采用介電常數(shù)高、高頻損耗低的陶瓷、石英、藍寶石等介質(zhì)材料，導帶采用良導體材料。微帶線適合制作微波集成電路的平面結(jié)構(gòu)傳輸線，與金屬波導相比，其體積小、重量輕、使用頻帶寬、可靠性高和制造成本低等；但損耗稍大，功率容量小。60年代前期，由于微波低損耗介質(zhì)材料和微波半導體器件的發(fā)展，形成了微波集成電路，使微帶線得

46、到廣泛應用，于是相繼出現(xiàn)了各種類型的微帶線。</p><p>　　微帶線的參數(shù)確定如下，微帶線特性阻抗的大小由導體帶寬度和介質(zhì)板的厚度h以及有效介電常數(shù)決定的，如下：</p><p>　　(2-3) （2-4）</p><p>　　式中為填充介電常數(shù)為的介質(zhì)時微帶線的特性阻

47、抗；為填充空氣時的同一尺寸微帶線的特性阻抗；為微帶線的導帶寬度；為微帶線的介質(zhì)基片厚度。</p><p><b>　　偏置電路</b></p><p>　　在電路系統(tǒng)設計中，直流偏置電路系統(tǒng)是射頻功率放大器運轉(zhuǎn)的關(guān)鍵。偏置網(wǎng)絡有兩大類型：無源網(wǎng)絡和有源網(wǎng)絡。無源網(wǎng)絡(即自偏置)是最簡單的偏置電路，通常由電阻網(wǎng)絡構(gòu)成，它為射頻晶體管提供合適的工作電壓和電流，但是這種電路

48、的缺點就是對晶體管參數(shù)變化非常敏感，并且溫度穩(wěn)定較差。因為直流反饋總是要降低電壓提供的功率，考慮到現(xiàn)在是低壓工作，所以有效的反饋比較難。如果反饋根本不實用或不充分，就需要使用有源偏置，有源偏置網(wǎng)絡能改善靜態(tài)工作點的穩(wěn)定性，還能提高良好的溫度穩(wěn)定性，但它也存在一些問題，如增加了電路尺寸、增加了電路排版的難度以及增加了功率消耗。</p><p>　　低噪聲放大器設計的第一步就是確定晶體管的靜態(tài)直流工作點，偏置的作用是

49、在特定的工作條件下為有源器件提供適當?shù)撵o態(tài)工作點，并抑制晶體管的離散性以及溫度變化的影響從而保持恒定的工作特性。</p><p>　　偏置網(wǎng)絡不僅要設定直流工作狀態(tài)，還要通過高頻扼流線圈和隔直電容確保直流偏置與射頻信號相互隔離。</p><p>　　低噪聲放大器的基本指標</p><p><b>　　工作頻帶</b></p>&l

50、t;p>　　工作頻帶通常指放大器滿足其全部性能指標的連續(xù)頻率范圍。放大器的實際工作頻率盡可能限制在所定的工作頻率范圍?？紤]到噪聲系數(shù)是主要指標，在寬頻帶情況下難于獲得極低噪聲，所以低噪聲放大器的工作頻帶一般不太寬。</p><p>　　放大器所能允許的工作頻率與晶體管的特征頻率有關(guān)，由晶體管小信號模型可知，減小偏置電流的結(jié)果是晶體管的特征頻率降低。在集成電路中，增大晶體管的面積使極間電容增加也降低了特性頻率

51、。</p><p><b>　　帶寬</b></p><p>　　為保證頻帶信號無失真地通過放大電路，要求其增益頻率響應特性必須有與信號帶寬相適應的平坦寬度。放大電路電壓增益頻率響應特性為最大值下降3dB時，對應的頻率寬度為放大器的通頻帶，通常以表示，即帶寬。而低噪聲放大器的帶寬不僅是指功率增益滿足平坦度要求的頻帶范圍，而且還要求全頻帶內(nèi)噪聲要滿足要求。帶寬又分為絕對

52、帶寬和相對帶寬。絕對帶寬定義如下：</p><p><b>　　(3-1)</b></p><p>　　采用絕對帶寬表示時，帶寬的量綱為Hz。</p><p>　　相對帶寬常用的表示方法為百分比法。采用相對帶寬表示時，帶寬是無量綱的相對值。百分比法定義為絕對帶寬占中心頻率的百分數(shù)，用表示為：</p><p><b&

53、gt;　　(3-2)</b></p><p><b>　　其中為中心頻率。</b></p><p>　　通常當相對帶寬小于10%時稱為窄帶放大器，相對帶寬大于30%時稱為寬帶放大器，而相對帶寬大于100%時稱為超寬帶放大器，考慮到噪聲系數(shù)是主要指標，但是在寬頻帶情況下難于獲得極低噪聲，所以低噪聲放大器的工作頻帶一般不寬，較多為20%左右。</p>

54、;<p><b>　　噪聲系數(shù)</b></p><p>　　在電路某一特定點上的信號功率與噪聲功率之比，稱為信號噪聲比，簡稱信噪比，用符號/(或 /)表示。放大器噪聲系數(shù)是指放大器輸入端信號噪聲功率比 /與輸出端信號噪聲功率比 /的比值。噪聲系數(shù)的物理含義是：信號通過放大器之后，由于放大器產(chǎn)生噪聲，使信噪比變壞；信噪比下降的倍數(shù)就是噪聲系數(shù)。影響放大器噪聲系數(shù)的因素有很多，除了

55、選用性能優(yōu)良的元器件外，電路的拓撲結(jié)構(gòu)是否合理也是非常重要的。放大器的噪聲系數(shù)和信號源的阻抗有關(guān)，而與負載阻抗無關(guān)。當一個晶體管的源端所接的信號源的阻抗等于它所要求的最佳信號源阻抗時，由該晶體管構(gòu)成的放大器的噪聲系數(shù)最小。實際應用中放大器的噪聲系數(shù)可以表示為：</p><p><b>　　（3-3）</b></p><p>　　是當源端為最佳源阻抗時放大器的最小噪聲系

56、數(shù)，是噪聲阻抗，是放大器按最小噪聲系數(shù)匹配時的最佳源反射系數(shù)。由此可見放大器的輸入匹配電路應該按照噪聲最佳來進行設計，也就是根據(jù)所選晶體管的來進行設計。設計輸出匹配電路時采用共軛匹配，以獲得放大器較高的功率增益和較好的輸出駐波比[6]。</p><p>　　圖3-1 多級放大電路示意圖</p><p>　　當系統(tǒng)中有多級放大器相連時，其系統(tǒng)總噪聲系數(shù)和總增益表達式為:</p>

57、<p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　式中 表示多級放大器總的噪聲系數(shù); 、 和 分別表第一、第二和第三級的噪聲系數(shù);G1 、G2和G3 分別表示第一、第二級和第三級放大器的功率增益。從上式知道，越后項分母越大，所以初級噪聲系數(shù)對總體噪聲系數(shù)的影響最大。只有盡量低，前級增益G1和G2足夠大，整機的噪聲性能才能足夠小。</p><p>

58、<b>　　增益</b></p><p>　　根據(jù)線型網(wǎng)絡輸入、輸出端阻抗的匹配情況，有三種放大器增益：工作功率增益、轉(zhuǎn)換功率增益、資用功率增益。對于實際的低噪聲放大器，功率增益通常是指信源與負載多為50Ω標準阻抗情況下實測的增益，一般用dB表示。其表達式為放大器輸出功率與輸入功率的比值：</p><p><b>　?。?-5）</b></

59、p><p>　　低噪聲放大器的增益要適中，太大會使下級混頻器輸入太大，產(chǎn)生失真。但為了抑制后面各級的噪聲對系統(tǒng)的影響，其增益又不能太小。放大器的增益首先與管子跨導有關(guān)，跨導直接由工作點的電流決定。其次放大器的增益還與負載有關(guān)。低噪聲放大器大都是按照噪聲最佳匹配進行設計的。噪聲最佳匹配點并非最大增益點，以此增益G 要下降。噪聲最佳匹配情況下的增益成為相關(guān)增益。通常，相關(guān)增益比最大增益大約低2~4dB。所以，一般來說低噪

60、聲放大器的增益確定應與系統(tǒng)的整機噪聲系數(shù)、接收機動態(tài)范圍等結(jié)合起來考慮。根據(jù)經(jīng)驗，一般取值在15~20dB較為合適。增益平坦度是指功率最大增益與最小增益之差，它用來描述工作頻帶內(nèi)功率增益的起伏, 常用最高增益與最小增益之差，即△G(dB)表示。</p><p><b>　　穩(wěn)定性</b></p><p>　　放大器必須滿足的首要條件之一是其在工作頻段內(nèi)的穩(wěn)定性。這一點

61、對于射頻電路是非常重要的，因為射頻電路在某些工作頻率和終端條件下有產(chǎn)生振蕩的趨勢。考察電壓波沿傳輸線的傳輸，可以理解這種振蕩現(xiàn)象。若傳輸線終端反射系數(shù)Γ0>1，則反射電壓的幅度變大（正反饋）并導致不穩(wěn)定的現(xiàn)象。反之，若Γ0<1，將導致反射電壓波的幅度變?。ㄘ摲答仯．敺糯笃鞯妮斎牒洼敵龆说姆瓷湎禂?shù)的模都小于1,即 <1,<1 時，不管源阻抗和負載阻抗如何，網(wǎng)絡都是穩(wěn)定的，稱為絕對穩(wěn)定；當輸入端或輸出端的反射系數(shù)的

62、模大于1時，網(wǎng)絡是不穩(wěn)定的，稱為條件穩(wěn)定。對條件穩(wěn)定的放大器，其負載阻抗和源阻抗不能任意選擇，而是有一定的范圍，否則放大器不能穩(wěn)定工作，即使負載阻抗和源阻抗屬于標準的阻抗，但隨著溫度、濕度等環(huán)境的變化這些阻抗可能會發(fā)生變化，同時放大器的參數(shù)也會發(fā)生變化，而在設計基于有源兩端口網(wǎng)絡射頻放大電路時，絕對穩(wěn)定是非常有價值的。如果有源器件滿足絕對穩(wěn)定條件，可以簡化放大電路的設計，提高設計效率。而且只有在絕對穩(wěn)定的條件下晶體管才有可能達到最大增益

63、，所以判斷一個晶體管的射頻是否絕對穩(wěn)定就相對變得重要。而一個晶體管的射頻穩(wěn)定條件是：</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p><b>　　式中有：</b></p><p><b>　?。?-7）</b></p><p>　　為穩(wěn)定性判別系數(shù)，只有當式（3

64、-6）中的3個條件都滿足時，才能保證放大器是絕對穩(wěn)定的。</p><p>　　端口駐波比和反射損耗</p><p>　　低噪聲放大器的輸入和輸出反射系數(shù)表征著輸入輸出信號的反射損耗，通常用輸入和輸出駐波比來表示，將低噪聲放大器看成標準兩端口網(wǎng)絡，則輸入輸出駐波比如下：</p><p><b>　　(3-8)</b></p><

65、;p><b>　　(3-9) </b></p><p>　　低噪聲放大器主要指標是噪聲系數(shù)所以輸入匹配電路是按照噪聲最佳來設計的，其結(jié)果會偏離駐波比最佳的共扼匹配狀態(tài)，因此駐波比不會很好。此外，由于微 波場效應晶體或雙極性晶體管，其增益特性大體上都是按每倍頻程以 6 dB規(guī)律隨頻率升高而下降，為了獲得工作頻帶內(nèi)平坦增益特性，在輸入匹配電路和輸出匹配電路都是無耗電抗性電路情況下，只能

66、采用低頻段失配的方法來壓低增益，以保持帶內(nèi)增益平坦，因此端口駐波比必然是隨著頻率降低而升高。一般情況下，為了減小放大器輸入端失配所引起的端口反射對系統(tǒng)的影響，可用插損很小的隔離器等其他措施來解決。</p><p>　　低噪聲放大器設計仿真及優(yōu)化</p><p><b>　　指標目標及設計流程</b></p><p>　　工作頻帶：2.4GHz~

67、2.5GHz； </p><p>　　帶內(nèi)增益：大于15dB； 噪聲系數(shù)：小于2dB；</p><p>　　輸入輸出駐波比：小于1.5； 穩(wěn)定性：絕對穩(wěn)定； </p><p>　　反向電壓增益：小于-10dB，大于-30dB；</p><p>　　設計的默認偏置環(huán)境是：Vce=2.7V I

68、c=2mA；</p><p>　　低噪聲放大器設計的一般流程：</p><p>　　1) 晶體管的選取；2) 直流偏置設計；3) 穩(wěn)定性設計；4) 匹配網(wǎng)絡設計；</p><p>　　5) 整體優(yōu)化仿真；6) 版圖設計；</p><p>　　選取晶體管并仿真晶體管參數(shù)</p><p>　　本文選取晶體管AT32011，

69、對其參數(shù)的仿真的原理圖如下：</p><p>　　放大器的一個基本任務是將輸入信號進行不失真的放大，這就要求晶體管</p><p>　　放大器必須設置穩(wěn)定的靜態(tài)工作點。另外，靜態(tài)工作點決定著放大器的各種性能，如增益、噪聲系數(shù)、駐波比等。這些性能參數(shù)常常相互矛盾、彼此制約，因此，在考慮靜態(tài)工作點時，通常要在各種特定指標之間作出平衡、折中的選擇。</p><p>　　圖

70、4-1 晶體管工作點掃描的電路</p><p>　　圖4-2 BJT直流工作點掃描曲線</p><p>　　由圖表可知，晶體管AT32011的靜態(tài)工作點為：</p><p>　　VCE=3.000V</p><p><b>　　ICi=0.005</b></p><p>　　IBB=0.00006

71、0</p><p>　　圖4-3 偏置電路原理圖</p><p><b>　　圖4-4 偏置電路</b></p><p><b>　　晶體管S參數(shù)掃描</b></p><p>　　圖4-5 晶體管S參數(shù)掃描的電路</p><p>　　圖4-6 晶體管S參數(shù)仿真</p&g

72、t;<p>　　圖4-7 噪聲系數(shù)nf(2)曲線</p><p>　　從曲線可以看出當頻率在2.45GHz的時候，</p><p>　　S(1,1)=-6.375dB</p><p>　　S(1,2)=-18.824dB</p><p>　　S(2,1)=6.588dB</p><p>　　S(2,2)=

73、-5.352dB</p><p>　　Nf(2)=2.069</p><p>　　由上述分析可以看出，晶體管參數(shù)指標如下：</p><p>　　（1）晶體管sp_hp_AT32011_5_1995105的頻率范圍為0.1到5.1GHz,滿足技術(shù)指標；</p><p>　　（2）通帶內(nèi)的噪聲系數(shù)滿足技術(shù)指標；</p><p&

74、gt;　?。?）通帶內(nèi)的增益不滿足技術(shù)指標；</p><p>　?。?）通帶內(nèi)的輸入駐波比不滿足技術(shù)指標；</p><p>　?。?）通帶內(nèi)的輸出駐波比不滿足技術(shù)指標；</p><p><b>　　結(jié)論如下：</b></p><p>　?。?）頻率范圍和噪聲系數(shù)滿足技術(shù)指標，可以選取晶體管；</p><

75、;p>　?。?）通帶內(nèi)增益、輸入輸出駐波比不滿足技術(shù)指標，需要添加輸入輸出匹配網(wǎng)絡，通過輸入輸出匹配網(wǎng)絡的優(yōu)化實現(xiàn)該3項指標；</p><p><b>　　放大器的穩(wěn)定性分析</b></p><p>　　我們知道二端口網(wǎng)絡絕對穩(wěn)定的充分且必要條件為：</p><p><b>　　（4-1）</b></p>

76、<p><b>　　其中</b></p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　為放大器的穩(wěn)定因子，越大，穩(wěn)定性越高。只有同時滿足上面三個條件時，放大器才能保證絕對穩(wěn)定，有任何一個條件不滿足，都將是潛在不穩(wěn)定的。對上面的三個條件作適當?shù)淖儞Q，可得絕對穩(wěn)定判別準則的另一種表達形式：</p><

77、p><b>　　（4-3）</b></p><p>　　對于放大器的穩(wěn)定因子 ，有如下三個特性：</p><p>　　(1)在網(wǎng)絡的兩個端口（或其中一個端口）上串聯(lián)或并聯(lián)相應的電阻或電導，則網(wǎng)絡的穩(wěn)定系數(shù)會增大，網(wǎng)絡的穩(wěn)定性將得到提高。</p><p>　　(2)在網(wǎng)絡的兩個端口（或其中一個端口）上串聯(lián)或并聯(lián)相應的電抗或電納，則網(wǎng)絡的穩(wěn)定

78、系數(shù)不變，網(wǎng)絡的穩(wěn)定性不變。</p><p>　　(3)在用任何電阻或電導改變網(wǎng)絡參量的歸一化時，穩(wěn)定系數(shù)不變。</p><p>　　由此可見，增強電路穩(wěn)定性的兩種好方法是在漏極使用阻性負載和在源極與地之間加電感。</p><p>　　(1)在每個源極引線和地之間加電感可引起串聯(lián)反饋，它所起的作用隨頻率不同而不同。在比較高的頻率，增加源極電感引起正反饋，使器件增益提

79、高引起不穩(wěn)定；在較低頻率源極電感引起負反饋，使器件增益降低穩(wěn)定性提高。</p><p>　　(2)在漏極串聯(lián)或并聯(lián)阻性負載是獲得寬帶穩(wěn)定性最簡單易行的方法，阻性負載能夠在很寬的頻段內(nèi)使器件產(chǎn)生等阻抗，其惟一的缺點是由于在阻性終端有一些能量消耗，降低了輸出功率。</p><p>　　在設計電路之前，應根據(jù)器件手冊提供的參數(shù)來判斷是否穩(wěn)定工作只有絕對穩(wěn)定，才能保證放大器的穩(wěn)定工作和雙端口共軛匹

80、配。且在不穩(wěn)定情況下，匹配電路要特別注意，其負載反射系數(shù)有特殊的要求，這將在匹配網(wǎng)絡設計中說明。</p><p>　　對晶體管AT32011就K因子和△因子進行仿真：</p><p>　　圖4-8 仿真原理圖</p><p>　　圖4-9 K因子 圖4-10 △因子</p><p>　　由上面圖可知，&g

81、t;1 △<1,晶體管處于絕對穩(wěn)定狀態(tài)。</p><p><b>　　設計輸入匹配網(wǎng)絡</b></p><p><b>　　匹配原理</b></p><p>　　在設計放大器時，一般有以下幾種原則：一是以達到最大功率增益為目標；二是以達到最穩(wěn)定增益為目標；三是要達到某一確定的增益值（小于最大增益）；四是以達到最小噪聲

82、系數(shù)為目標。</p><p>　　更多的時候，是要綜合考慮以上的目標。對于低噪聲放大器，注重的是要求放大器有極低的噪聲系數(shù)同時又能得到一定的增益，這樣就必須在噪聲和增益之間取折中方案。所有這些設計目標均可以按照網(wǎng)絡的S參數(shù)導出相應的公式。對于不同的設計原則，相應的匹配網(wǎng)絡的結(jié)構(gòu)也就不一樣。實際的應用中三極管的輸入共軛匹配的源反射系數(shù)（） 和最小噪聲源反射系數(shù)（） 很少一致。因此，必須找到一種折中的輸入匹配方法來滿

83、足最佳噪聲系數(shù)和最佳輸入反射回損的性能。當由一個給定的噪聲系數(shù)=來設計時，可以推出等噪聲系數(shù)圓方程，其方程如下：</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p><b>　　圓心為 </b></p><p><b>　?。?-5）</b></p><p><

84、;b>　　半徑為 </b></p><p><b>　?。?-6）</b></p><p><b>　　其中 </b></p><p><b>　　（4-7）</b></p><p>　　得到等噪聲系數(shù)圓后，按照要求的噪聲系數(shù)設計放大器的問題就演變?yōu)閺脑摰仍肼?/p>

85、系數(shù)圓中確定一個合適的值。利用（4－7）式可以在平面上畫出一組等噪聲系數(shù)圓。當r=0時，即達其最小值，這時的=。畫出圖來我們還能發(fā)現(xiàn)，通過圓圖原點的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù)就是信號源端匹配時（=0）的噪聲系數(shù)，不包圍圓圖原點的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù)將在下列范圍：，包圍圓圖原點的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù)將在下列范圍：。匹配電路最核心的就是起個阻抗變換作用，把一個阻抗變換成為另外一個需要的阻抗，從而達到匹配的效果。在我們得到最小噪聲系數(shù)的源反射

86、系數(shù)時，就可以來設計輸入匹配電路了。根據(jù)反射系數(shù)與阻抗的關(guān)系 和放大器的輸入阻抗:，可以算出經(jīng)匹配網(wǎng)絡向源看去的阻抗。這樣我們就可以通過阻抗變換的方法設計出需要的輸入匹配電路。利用smith圓圖和ADS軟件可以方便的實現(xiàn)型、型、π型等匹配電路，其中還涉及到帶寬及頻率響應等問題，篇幅有限在這里不再贅述。 </p><p>　　對于輸出匹配網(wǎng)絡，在多級的情況下，為了達到更高的功率增益，其輸出匹配采用共軛匹配

87、的形式。通過器件手冊可以得到其S參數(shù)，求出穩(wěn)定因子就可以判斷放大器是否可以匹配。對于的放大器都是可以匹配的，當 時，理論上可以進行匹配，但實際上不可行，因為由其反射系數(shù)可知，這是一種純電抗性匹配，而現(xiàn)實中的元件都是有電阻性分量的。當<-1時，在理論上可以匹配，但已無使用意義，因為這時| |=1。當<-1時，無論是理論上還是在實際上都不能匹配成功。對于潛在不穩(wěn)定的匹配放大器而言，因為的取值較大時||有可能大于1，所以||的取值

88、將受到限制，不能隨意取值。由于我們制作放大器已經(jīng)首先選擇了穩(wěn)定的參數(shù)，所以其總是可以同時實現(xiàn)雙端口的匹配，在輸入口已經(jīng)進行了最小噪聲系數(shù)的匹配，在輸出口我們可以利用下面的公式計算出輸出口的負載反射系數(shù)： </p><p><b>　　(4-8) </b></p><p><b>　　其中</b></p><p>　　;

89、 (4-9)</p><p>　　得到負載反射系數(shù)后就可以按上面的方法進行匹配電路的設計了</p><p><b>　　計算輸入阻抗</b></p><p><b>　　輸入阻抗數(shù)據(jù)如下</b></p><p>　　圖4-11 用實部和虛部表示的輸入阻抗數(shù)據(jù)</

90、p><p>　　由上圖可以看出，在中心頻率2.45GHz處，輸入阻抗Zin1=17.617+j2.488</p><p><b>　　單支節(jié)匹配電路</b></p><p>　　在SP模型的輸入端采用單支節(jié)匹配電路進行匹配</p><p>　　圖4-12 單支節(jié)匹配網(wǎng)絡子電路</p><p>　　圖4

91、-13 帶有單支節(jié)匹配網(wǎng)絡的原理圖</p><p>　　對原理圖進行仿真后，得到的數(shù)據(jù)曲線如下：</p><p>　　圖4-14 、、、和曲線</p><p>　　由圖4-14可以看出，、、和曲線在中心頻率處的參數(shù)如下：</p><p>　?。?）曲線在中心頻率處的值為-30.564dB, 表明輸入匹配良好。</p><p

92、>　?。?）曲線在中心頻率處的值為-3.323dB，表明輸出匹配不好。</p><p>　?。?）曲線在中心頻率處的值為7.701dB，表明增益沒有達到技術(shù)指標。</p><p>　　設計并優(yōu)化輸入輸出匹配網(wǎng)絡</p><p>　　1、從圖4-14可以看出，只添加輸入匹配網(wǎng)絡不能滿足技術(shù)指標，下面同時添加輸入輸出匹配網(wǎng)絡，并對輸入輸出匹配網(wǎng)絡進行優(yōu)化，以達到技

93、術(shù)指標。</p><p>　　2、輸入輸出匹配網(wǎng)絡設計如下：</p><p>　　圖4-15 輸入輸出匹配網(wǎng)絡原理圖</p><p>　　3、對設計好的原理進行優(yōu)化和仿真。利用優(yōu)化控件Optim和目標控件GOAL,如圖所示：</p><p>　　圖4-16 設置完成的優(yōu)化控件和目標控件</p><p><b>

94、;　　4、優(yōu)化后查看仿真</b></p><p>　　圖4-17 噪聲系數(shù) 圖4-18 反向電壓增益</p><p>　　圖4-18 K因子 圖4-19 增益</p><p>　　圖4-20 輸入和輸出駐波比VSWR1和VSWR2</p><p>

95、;　　由仿真圖可以看出，在頻段2.40GHz~2.50GHz，</p><p>　　K>1,說明系統(tǒng)處于絕對穩(wěn)定狀態(tài)；</p><p>　　-16.569dB＜S12＜-16.456dB，說明具有良好的輸入輸出隔離度；</p><p>　　1.725<Nf(2)<1.760,說明噪聲系數(shù)達到指標；</p><p>　　VSW

96、E1<1.5, 說明輸入駐波比達到指標；</p><p>　　增益17.465dB<G<18.123dB，說明增益達到指標；</p><p>　　VSWE2>1.5, 說明輸出駐波比沒有達到指標；</p><p>　　設計到目前為止，只有輸出駐波比沒有達到指標。此文采用二級級聯(lián)的方法解決此問題，因為等到加上偏置網(wǎng)絡后增益也會有所下降，并且此方

97、法也可以減小輸出駐波比。</p><p>　　二級級聯(lián)的原理圖如下：</p><p>　　圖4-21 二級級聯(lián)放大器原理圖</p><p>　　對此原理圖進行仿真，仿真結(jié)果如下所示：</p><p>　　圖4-22 噪聲系數(shù) 圖4-23 輸入駐波比 </p><p>

98、　　圖4-24 增益 圖4-25 輸出駐波比</p><p>　　由仿真圖可以看出，在級聯(lián)后，輸出駐波比減小并且達到指標，增益增大，但是系統(tǒng)的噪聲系數(shù)增大，在輸出駐波比和噪聲系數(shù)之間，我選擇噪聲系數(shù)，也就是沒有級聯(lián)的電路,因為該畢業(yè)設計的最重要的指標就是噪聲系數(shù)。 </p><p>　　至此，放大器的目標指標都已經(jīng)實現(xiàn)，設計工作完成。<

99、;/p><p><b>　　結(jié) 論</b></p><p>　　快速發(fā)展的無線通信對微波射頻電路如低噪聲放大器提出更高的性能。本文分析討論了低噪聲放大器的基本設計理論，并結(jié)合低噪聲放大器的性能指標，利用 ADS 仿真軟件設計了一個中心頻率為2.45GHz、帶寬為100MHz、輸入輸出駐波比小于1.5、噪聲系數(shù)小于2dB和增益大于15dB的低噪聲放大器。

100、 </p><p>　　本文研究的主要工作和結(jié)論如下： </p><p>　　(1)在認真閱讀文獻、查找資料的基礎(chǔ)上，驗證了一種基于 ADS 仿真軟件設計射頻功率放大器的可行性，利用 Smith 圓圖對其輸入輸出阻抗匹配電路進行了仿真優(yōu)化設計，ADS 軟件提供了功能強大的射頻電路仿真，優(yōu)化了射頻電路設計環(huán)境，正是通過對軟件功能的充分應用，替代了射頻放大器設計中許多原來需要人工進行的運算設計

101、工作，提高了工作效率。</p><p>　　(2)系統(tǒng)分析了低噪聲放大器的設計理論，本文助傳輸線理論和雙端口網(wǎng)絡結(jié)構(gòu)，研究其功率關(guān)系，采用 S 參數(shù)方法，詳細分析了低噪聲放大器的增益和穩(wěn)定性。 </p><p>　　(3)分析了低噪聲放大器的偏置電路和匹配電路設計中的一些基本問題，討論了輸入、輸出匹配電路和級間匹配電路設計的問題。</p><p>　　總之，基于 A

102、DS 仿真軟件分析設計低噪聲放大器，從仿真結(jié)果來看，都達了預期的設計目標。</p><p>　　現(xiàn)在，盡管我們可以成功的設計出一個射頻的功耗較低的LNA，但是這僅僅是我們在RF電路設計上的一個起步，我們未來需要進一步研究的問題包括：</p><p>　　(1)因為LNA是接收機系統(tǒng)的最前端電路，輸入端和天線匹配我們考慮到了，但是作為負載的后級電路我們沒有涉及到，盡管我們在輸出匹配時留有了足

103、夠大的余度，但是對輸出匹配我們?nèi)孕枰鲆徊糠止ぷ?，我們下一步工作會考慮將LNA和混頻器作為一個模塊進行設計。</p><p>　　(2)因為條件有限，本文僅僅從理論上分析，使用EDA軟件ADS進行仿真驗證，沒有將該設計實際制作出來。由于仿真軟件是理想化的，而射頻電路在設計時候還受工藝和具體操作的影響，因此實際的測量結(jié)果與仿真結(jié)果會有一定差距，這都有待于后續(xù)進行深入的研究。</p><p>

104、　　(3)研究寬帶和多頻帶LNA的設計以適應無線通信寬帶化、多標準融合的趨勢。射頻移動通信技術(shù)的總趨勢是走向高速化、大帶寬，并最終實現(xiàn)整個無線終端的單片集成。目前，關(guān)于低噪聲放大器的研究已經(jīng)趨于成熟，未來的難點和熱點在于如何適應3G以及未來的通信技術(shù)的要求，提高其低噪聲性能，增大工作帶寬，進一步改進線性度等。迄今為止，我國在RFIC方面與國外還存在很大的差距，所以射頻電路的設計對我們來說機遇與挑戰(zhàn)共存，其發(fā)展的前景一定是光明的!<

105、/p><p>　　當然，由于本人的水平和時間有限，論文有很多不足之處，有許多有待改進的地方，對此深表歉意并期望以后能逐漸完善。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1] 詹福春,王文騏,李長生. 2.4GHz 0.25mmCMOS集成低噪聲放大器的設計[J]. 半導體技術(shù), 2004, 29(5):81—85.<

106、;/p><p>　　[2] 張玉興,楊玉梅,陳瑜. 射頻模擬電路與系統(tǒng)[M]. 成都：電子科學大學出版社,2008.</p><p>　　[3] 市川裕一,青木勝. 高頻電路設計與制作[M]. 卓圣鵬譯. 北京：科學出版社,2006.</p><p>　　[4] Thomas H.Lee. CMOS射頻集成電路設計[M]. 余志平,周潤德譯. 北京：電子工業(yè)出版社,

107、 2006.</p><p>　　[5] 顧繼慧. 微波技術(shù)[M]. 北京：科學出版社, 2008.</p><p>　　[6] 孟林,楊勇,牛磊等. 射頻低噪聲放大器的ADS設計[J]. 電子質(zhì)量, 2007, (3):42—48.</p><p>　　[7] 齊凱,蔡理. 2.45GHz 0.18μm全差CMOS低噪聲放大器設計[J]. 微電子學, 2009,

108、39(6): 773—777.</p><p>　　[8] 清華大學電子學教研組. 模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)[M]. 北京：高等教育出版社, 2000.</p><p>　　[9] 王軍. 低噪聲放大器模塊化分析與設計的等效噪聲模型法[J]. 電子學報, 2000, (3): 81—83.</p><p>　　[10] 陳艷華,李朝輝,夏瑋. ADS應用詳解——射頻電路設計

109、與仿真[M]. 北京：人民郵電出版社, 2008.</p><p>　　[11] 黃玉蘭. ADS射頻電路設計基礎(chǔ)與典型應用[M]. 北京：科學出版社.2010. </p><p>　　[12] 魏玉香,李富華. ADS下CMOS低噪聲放大器的設計優(yōu)化[J]. 現(xiàn)代電子技術(shù). 2008, (3):176—178.</p><p>　　[13] 臧威, 李緒誠, 劉橋

110、. CMOS低噪聲放大器電路結(jié)構(gòu)分析與設計[J]. 重慶工學院學報，2008，22（4）：131—135.</p><p>　　[14] 夏煒, 李柏渝, 周力等. 基于ADS仿真的低噪聲放大器設計[J]. 微處理機, 2009, (4):126—128.</p><p>　　[15] 黃玉蘭. 射頻電路理論與設計[M]. 北京：人民郵電出版社，2008.</p><p

111、>　　[16] 趙桂清. 低噪聲放大器的網(wǎng)絡設計和實現(xiàn)[J]. 電子元器件應用, 2008, 10(3):56—59.</p><p>　　[17] 陳冠, 陳向東, 石念. 2.4GCMOS低噪聲放大器設計[J]. 微電子學與計算機. 2009, 26(5): 235—238.</p><p>　　[18] Tang. A, Yuan. F, Law. E. A New 2.4GH

112、z CMOS Low-Noise Amplifier with Automatic Gain Control[J]．49th IEEE International Midwest Symposium on，2006，2：200—203．</p><p>　　[19] Pascht．A，F(xiàn)ischer．J，Berroth．M．A CMOS Low Noise Amplifier at 2.4 GHz with Ac

113、tive Inductor Load[J]．Silicon Monolithic Integrated Circuits in RF Systems．2001 Topical Meeting on，2001, pp.1—5．</p><p><b>　　致 謝</b></p><p>　　時光荏苒，轉(zhuǎn)眼間四年的求學生涯就要結(jié)束了。 </p><