基于sir的雙頻帶通濾波器的設計與仿真畢業(yè)論文

1、<p>　　肅腿蒁羅羈膈薄螈袇膈蚆薁芆膇蒆螆膁膆薈蠆肇膅蝕襖羃膄莀蚇衿膃蒂袃膈節(jié)薄蚅肄節(jié)蚇袁羀芁莆蚄羆芀蕿罿袂艿蟻螂膁羋莁羇肇芇蒃螀羃芆薅羆衿莆蚈蝿膇蒞莇薁肅莄蒀螇聿莃螞薀羅莂莂裊袁莁蒄蚈膀莀薆袃肆莀蠆蚆羂葿莈袂袈蒈蒀蚅膆蕆薃袀膂蒆螅蚃肈蒅蒅羈羄肂薇螁袀肁蠆羇腿肀荿蝿肅腿蒁羅羈膈薄螈袇膈蚆薁芆膇蒆螆膁膆薈蠆肇膅蝕襖羃膄莀蚇衿膃蒂袃膈節(jié)薄蚅肄節(jié)蚇袁羀芁莆蚄羆芀蕿罿袂艿蟻螂膁羋莁羇肇芇蒃螀羃芆薅羆衿莆蚈蝿膇蒞莇薁肅莄蒀螇聿莃螞薀羅

2、莂莂裊袁莁蒄蚈膀莀薆袃肆莀蠆蚆羂葿莈袂袈蒈蒀蚅膆蕆薃袀膂蒆螅蚃肈蒅蒅羈羄肂薇螁袀肁蠆羇腿肀荿蝿肅腿蒁羅羈膈薄螈袇膈蚆薁芆膇蒆螆膁膆薈蠆肇膅蝕襖羃膄莀蚇衿膃蒂袃膈節(jié)薄蚅肄節(jié)蚇袁羀芁莆蚄羆芀蕿罿袂艿蟻螂膁羋莁羇肇芇蒃螀羃芆薅羆衿莆蚈蝿膇蒞莇薁肅莄蒀螇聿莃螞薀羅莂莂裊袁莁蒄蚈膀莀薆袃肆莀蠆蚆羂葿莈袂袈蒈蒀蚅膆蕆薃袀膂蒆螅蚃肈蒅蒅羈羄肂薇螁袀肁蠆羇腿肀荿蝿肅腿蒁羅羈膈薄螈袇膈蚆薁芆膇蒆螆膁膆薈蠆肇膅蝕襖羃膄莀蚇衿膃蒂袃膈節(jié)薄蚅肄節(jié)蚇袁羀芁莆蚄羆

3、芀蕿罿袂艿蟻螂膁羋莁羇肇芇蒃螀羃芆薅羆衿莆蚈蝿膇蒞莇薁肅莄蒀螇聿莃螞薀羅莂莂裊袁莁蒄蚈膀莀薆袃肆莀蠆蚆羂葿莈袂袈蒈蒀蚅膆蕆薃袀膂蒆螅蚃肈蒅蒅羈</p><p>　　基于SIR的雙頻帶通濾波器的設計與仿真</p><p>　　學生：****** 指導老師：******</p><p>　　摘　要 隨著無線通信的迅猛發(fā)展及需求的不斷增加，雙頻便攜式電話和無線局

4、域網被廣泛應用，雙頻段濾波器也就成為這些通信系統(tǒng)前端的重要器件。本論文所研究的利用階梯阻抗諧振器實現(xiàn)雙頻濾波的方法，與傳統(tǒng)的濾波器組合、零極點綜合等方法相比，具有結構緊湊、設計靈活等優(yōu)勢，由此設計的雙頻濾波器其第二通帶的頻點位置可通過阻抗比Rz及諧振器的長度進行調節(jié)。文中介紹并分析了階梯阻抗諧振器(Stepped．Impedance．Resonators，SIR)的結構和特性，著重闡述了半波長階梯阻抗諧振器的基本特性，并分析了這種結構諧

5、振器的優(yōu)越性及其實現(xiàn)雙頻的原理。在此基礎上采用半波長SIR諧振器設計了應用于WLAN(無線局域網IEEE.802.1la/b/g)系統(tǒng)的帶寬可控的雙頻段帶通濾波器。</p><p>　　關鍵詞 雙頻帶通濾波器，階梯阻抗諧振器，阻抗比</p><p>　　Design of Dual-Band Bandpass Filter Using SIR</p><p>　　A

6、bstract With the high development and the need of wireless communications, and the dual-band portable telephones and WLAN (wireless local area network) are quite popular, and the dual-band filters become the key componen

7、ts in the front of these communications systems. Using the method of Stepped-Impedance-Resonator to realize dual-passband filters is researched in this dissertation, comparing to the traditional methods that combination

8、filters, he synthesis of zeros and poles and so on, they ha</p><p>　　Key words Dual-band filter, SIR, impedance ratio</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　摘要1</b>

9、;</p><p><b>　　目錄2</b></p><p><b>　　第一章 緒 論3</b></p><p>　　1.1雙頻帶通濾波器的研究背景3</p><p>　　1.2國內外的研究現(xiàn)狀4</p><p>　　第二章 微波濾波器的基本理論4</p&

10、gt;<p><b>　　2.1概述4</b></p><p>　　2.2微波濾波器的基本理論5</p><p>　　2.3耦合諧振帶通濾波器的理論6</p><p>　　2.4微波濾波器的基本設計參數6</p><p>　　第三章 階梯阻抗諧振器(SIR)8</p><p&g

11、t;　　3.1 SIR的基本結構8</p><p>　　3.2 型SIR的基本結構和特性9</p><p>　　3.3 型SIR的電長度11</p><p>　　3.4 型SIR實現(xiàn)雙頻的原理12</p><p>　　第四章 基于SIR的雙頻帶通濾波器的設計與仿真13</p><p><b>　　4

12、.1引言13</b></p><p>　　4.2 SIR雙頻帶通濾波器的設計與仿真14</p><p>　　4.3 變形后的SIR雙頻帶通濾波器的設計與仿真16</p><p>　　4.4 兩種設計的比較與總結17</p><p>　　第五章 總結和展望17</p><p><b>　　

13、5.1總結17</b></p><p><b>　　5.2 展望18</b></p><p><b>　　致 謝19</b></p><p><b>　　參考文獻20</b></p><p><b>　　第一章 緒論</b></p

14、><p>　　1.1 雙頻帶通濾波器的研究背景</p><p>　　濾波器在每個領域的應用都有不同的要求，高選擇性、寬帶波導濾波器，同軸諧振器和懸置多工器，以及電子可調濾波器滿足了軍事應用對器件的寬帶、可調性要求，衛(wèi)星通訊工業(yè)要求濾波器規(guī)模小、低損耗、帶寬窄，且在幅度選擇性和相位線性度上有非常嚴格的要求，多模波導介質諧振器濾波器就是在這樣的需求下發(fā)展起來的；移動通訊基站設備需要小型化、低損耗、

15、高功率傳輸的有選擇性濾波器，而且成本低，達到規(guī)模化生產的要求，同軸諧振器，介質諧振器，超導濾波器以及諸如降低損耗的方法就是伴隨著這一需要而產生的；與移動通訊基站相比，移動通訊手持設備需要尺寸更小、成本更低、損耗低、高選擇性和能夠大規(guī)模生產的濾波器，從而驅動了表面聲波濾波器和微機電系統(tǒng)濾波器的發(fā)展。近年來，相比與其它領域，移動通訊技術得到了飛速發(fā)展，不但增大了射頻濾波器的需求，同時也對其提出了更高的要求——高性能、小型化、輕型化、低成本。

16、新近涌現(xiàn)的新技術和新材料推動了射頻濾波器的快速發(fā)展，這些新技術和新材料包括：高溫超導技術、低溫共燒技術、微波單片集成電路、微機電系統(tǒng)技術和顯微機械技術[1][2]。</p><p>　　現(xiàn)代信息社會中不斷膨脹的巨大信息量要求通信技術向著高速、寬帶、大容量方向發(fā)展，這就意味著信息的傳播媒體一電磁波的使用頻率不斷向更高的頻段方向拓展。同時單頻段通信系統(tǒng)已顯得陳舊，不能很好地滿足無線通信的需求。隨著無線通信的迅猛發(fā)展，

17、單頻段通信系統(tǒng)越來越顯示出它的局限性，促進雙頻段及多頻段通信系統(tǒng)相關方面的研究[3]。</p><p>　　為了充分利用現(xiàn)有的頻譜和基礎設備資源，在通信系統(tǒng)中設置能同時工作的多個通信頻段，有效途徑之一就是研究和開發(fā)高性能的雙頻段微波濾波器。濾波器作為現(xiàn)代通信設備中不可缺少的關鍵器件之一，它能有效地濾除各種無用信號及噪聲信號，降低各通信頻道間的信號干擾，從而保障通信設備的正常工作，實現(xiàn)高質量的通信，進而達到頻譜資源

18、的有效利用[4-6]?，F(xiàn)代通信的快速發(fā)展需要有效利用越來越多的頻率信道，為了減小通信電路設備體積和重量，雙頻段器件的研究越來越引起重視。因此，對雙頻帶濾波器的研究具有重要的意義和實用價值。</p><p>　　雙頻段微波濾波器，可以同時工作在無線通信兩個不同頻段。這種濾波器是用一個雙頻段單元來處理兩個波段的信號。這種設計概念提供了容易實現(xiàn)的基礎設施和高性能的產品。傳統(tǒng)設計雙頻通信系統(tǒng)，每一個通信系統(tǒng)都有其獨立的天

19、線，濾波器，低噪聲放大器等元器件，因此體積大，功耗大。因此通信設備中雙頻段濾波器已經成為微波頻段的無線通信設備中的重要元件[3]。</p><p>　　1.2 國內外的研究現(xiàn)狀</p><p>　　本世紀以來，在歐、美、日等國，對于雙頻段濾波器等器件的研究與設計一直受到極大的重視，迄今已開發(fā)了多種形式的雙頻段濾波器。特別是從近幾年開始，采用了微波雙頻段濾波器的雙頻通信系統(tǒng)前端已經研制成功，

20、微波雙頻濾波器件已逐步進入實用化階段。國內對于雙頻段通信系統(tǒng)研究和應用也一直非常重視，但對雙頻段濾波器設計理論研究，特別是在應用研究與開發(fā)上，國內還處在起步階段，與歐美同等國相比仍有一定差距。</p><p>　　無線通信中雙頻段濾波器的常用設計方法主要有：1．濾波器組合。將兩個中心頻率不同的帶通濾波器并聯(lián)，但由于兩個帶通濾波器共有兩個輸入端口和兩個輸出端口，為了得到單端口輸入和單端口輸出，需將兩濾波器的輸入和輸

21、出端口分別相連接，由此引起的阻抗失配問題須外加匹配電路得以解決，這將會增大濾波器的體積和附加損耗；2．零點和極點綜合。此方法通常適用于兩個通帶頻率相差較小的場合；3．利用耦合諧振濾波器的寄生通帶。此方法較適用于兩個通帶頻率相差較大的場合。</p><p>　　階梯阻抗雙頻段濾波器即利用耦合諧振濾波器的寄生通帶來實現(xiàn)雙頻濾波器，其在雙頻段濾波器設計中的應用一直就受到重視[7][8]。2003年，A.A.A.Anak

22、等人利用發(fā)夾型耦合結構設計雙頻段帶通濾波器[3]，2004年，T.J.Tuo等人提出垂直堆棧形式的SIR雙頻段帶通濾波器，諧振器之間水平方向距離和垂直方向距離的變化用來改變諧振器在兩個頻段的耦合大小，從而達到控制雙頻帶通濾波器帶寬的目的。</p><p>　　第二章 微波濾波器的基本理論</p><p><b>　　2.1 概述</b></p><

23、p>　　微波濾波器是微波工程應用中重要的器件之一，理想的微波濾波器應該是這樣的一種二端口網絡,在通帶范圍內能夠使微波信號完全的傳輸，而在阻帶范圍微波信號則完全被截止。然而具有這樣理想特性的濾波器是不存在的，濾波器的設計目標是：在盡可能允許的范圍內近似的達到理想濾波器的要求，它對所有要求的通帶頻率范圍內的信號提供盡可能的傳輸，而對通帶外的頻率信號盡可能的抑制[9]。</p><p>　　在低頻時，濾波器的“組

24、成元件”是理想的電感器和電容器，這些元件具有很簡單的頻率特性。與低頻段濾波器相比較，微波濾波器的主要特點之一就是其物理尺寸可與波長相比擬，因而當其波長發(fā)生變化時，它必然會表現(xiàn)出周期特性，即濾波器除基頻響應外，還有周期性的雜散響應。在微波頻段下，必需采用分布參數來設計微波濾波器，它比低頻時要復雜的多。近幾年來隨著微波集成電路的迅速發(fā)展，電子電路的構成完全改變了，電子設備已日趨小型化，有源濾波器和陶瓷濾波器將逐步取代原來在低頻部分必不可少的

25、LC型濾波器,同時在高頻部分也出現(xiàn)了許多新型的濾波器，如微帶濾波器、介質濾波器和腔體濾波器等等。 </p><p>　　濾波器的特性用其頻率響應來描述，我們按其特性的不同，可分為低通濾波器(LPF)、高通濾波器(HPF)、帶通濾波器(BPF)、帶阻濾波器(BEF)和全通濾波器(APF)。</p><p>　　2.2 微波濾波器的基本理論</p><p>　　集總元件

26、構成的低通原型濾波器是現(xiàn)代網絡綜合法設計微波濾波器的基礎，各種低通、高通、帶通、帶阻類型的微波濾波器，其傳輸特性基本都是根據此原型特性推導出來的，正因如此才使微波濾波器的設計得以簡化，精度得以提高[10]。低通濾波器的理想化衰減頻率特性如圖2.1所示。圖中縱坐標表示衰減，橫坐標為角頻率。從圖2.1中我們可以看到，在ω´=0～ω1´ 范圍內濾波器的衰減為零，稱之為“通帶”，在ω´>ω1´后濾波

27、器的衰減為無限大，故稱之為“阻帶”。以ω1´稱為“截止頻率”或“帶邊頻率”。然而實現(xiàn)這種理想頻率響應濾波器需要無數多個元件，這在實際中是不可能辦到的。因此，如此理想特性的濾波器是不能夠實現(xiàn)的。在具體的實現(xiàn)過程中是采用特性函數來逼近它，所選函數的不同，會有不同的頻率響應[1]。</p><p>　　圖2.1 低通原型濾波器衰減頻率特性</p><p>　　Butterworth響

28、應 （b）Chebyshev響應</p><p>　　圖2.2 常見濾波器的響應</p><p>　　兩種最常見濾波器的響應如圖2.2所示。圖2.2(a)所示的響應通帶內頂部最平坦，故稱為“最平坦響應”，通常也叫做“巴特沃思(Butterworth)響應”，圖2.2(b)所示的響應通帶和衰減均有規(guī)律性的起伏，且幅度相等，稱為“等波紋響應”，也常叫做“切比雪

29、夫(Chebyshev)響應”[1]。</p><p>　　在圖2.2中，LAr是“通帶內的最大衰減”值；ω1´是通帶邊緣上衰減為LAr時對應的頻率值，稱之為“帶邊頻率”或“截止頻率”，即認為0～ω1´ 為通帶，ω1´ 以上為阻帶，LAs是阻帶內指定頻率點ω1´處的衰減值，它是阻帶內的最小衰減值。LAr、LAs都是在設計濾波器前要預先給定的設計指標參數[1]。</p&

30、gt;<p>　　2.3 耦合諧振帶通濾波器的理論</p><p>　　當兩個諧振器靠近時，它們之間便會有電磁場耦合。諧振器間的耦合特性可使用高頻電磁場仿真軟件(HFSS)得到，通過采用弱耦合到兩個相互耦合的諧振器，在諧振器諧振點附件將出現(xiàn)兩個諧振峰，這兩個諧振頻率峰是由諧振器的原始諧振峰分離而成的。而對于雙頻段諧振器，需要同時考慮諧振器的基頻和第一雜散頻率。因此諧振器間的耦合會使諧振器特性中出現(xiàn)四

31、個諧振峰，峰值點分別為f11、f12、f21、f22，其中f11和f12在諧振器的基頻附近，它們是由諧振器的基頻f1分離得到；f21和f22在諧振器的第一雜散頻率附近，它們是由諧振器的第一雜散頻率f2分離得到[11]。當基頻和第一雜散頻率相同的兩個諧振器之間耦合時，在第一頻段和第二頻段的耦合系數分別為[12]：</p><p><b>　　(2-3)</b></p><p

32、><b>　　(2-4)</b></p><p>　　其中：“+ ”表示磁耦合，“-”表示電耦合。利用仿真軟件求出相鄰諧振器對應的耦合系數，然后采用曲線擬合的方式求出耦合間距的大小，通過HFSS仿真軟件，提取得到諧振器間的耦合系數。對于相鄰諧振器間的每一個間距s，都可以通過式(2-3)和(2-4)和仿真軟件得到兩諧振器的耦合系數值，改變諧振器間的耦合間距s，可得到兩個諧振器間距離和耦合

33、系數的關系曲線，諧振器間的距離和耦合系數關系曲線可用來確定諧振器間的相對位置。</p><p>　　2.4 微波濾波器的基本設計參數</p><p>　　(1)中心頻率、截止頻率、歸一化頻率：對于低通濾波電路和高通濾波電路，ωc表示截止頻率；對于帶通濾波電路和帶阻電路，ωc表示中心頻率，歸一化的頻率Ω是一個量綱的量，</p><p><b>　　(2-5)

34、</b></p><p>　　對于低通濾波電路和高通濾波電路，歸一化截止頻率為1；對于帶通或者帶阻濾波電路，歸一化中心頻率為1。采用歸一化頻率可以簡化對濾波器電路的設計過程。</p><p>　　(2)插入損耗：在理想情況下，處于射頻電路中的理想濾波器，在其工作的通帶內不會引入任何的損耗。然而，這在實際應用中，我們是沒有辦法消除濾波器固有損耗的。插入損耗定量地描述了功率響應幅度

35、與0dB基準的差值，其數學表達為：</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　　其中，Pin是濾波器從信號源得到的輸入功率，PL是濾波器向負載輸出的功率，是從信號源向濾波器看進去的反射系數。</p><p>　　(3)波紋系數：波紋系數表示在通帶內信號響應的最大值和最小值的差值，單位通常為dB或奈培(Napier)。&l

36、t;/p><p>　　(4)頻帶帶寬：對于帶通濾波器，定義為濾波電路的通帶內達到10dB衰減對應的高端截止頻率和低端截止頻率的差值?？杀硎緸椋?lt;/p><p><b>　　(2-7)</b></p><p>　　其相對帶寬FBW定義為10dB帶寬與通帶中心頻率的比值，可表示為：</p><p><b>　　(2-8

37、)</b></p><p>　　(5)矩形系數：定義為60dB帶寬與3dB帶寬的比值，它描述了濾波器在截止頻率附近響應曲線變化的陡峭程度。理想濾波器的矩形系數，在實際應用中，這種濾波器是不可能實現(xiàn)的，因而要求矩形系數越接近于1越好。</p><p><b>　?。?-9）</b></p><p>　　(6)阻帶抑制：在理想情況下，希

38、望濾波器在阻帶頻段內具有無窮大的衰減量。但在實際的應用中，我們只能得到與濾波器元件數目相關的有限的衰減量。所以需要定義阻帶抑制參數，在實際情況中，為了使阻帶抑制與矩形系數建立聯(lián)系，定義阻帶抑制為60dB。</p><p>　　(7)品質因數：定義為在諧振頻率下，平均儲能和一個周期內的平均消耗能量之比。濾波電路的品質因數Q可以用公式表示為:</p><p><b>　　(2-10)

39、</b></p><p>　　其中ω0為濾波器的諧振頻率，Wstored為一個周期內的平均儲能，Ploss為單位時間內的平均耗能。功率損耗通常被定義為是外接負載上的和濾波器本身的功率損耗之和，有載品質因數QLD即以此來定義，表示為： </p><p><b>　　(2-11)</b></p><p>　　式中，QF濾波器的固有品質因

40、數，QE為濾波器的外界品質因數。</p><p>　　階梯阻抗諧振器（SIR）</p><p>　　3.1 SIR的基本結構</p><p>　　SIR是由兩個或兩個以上具有不同特性阻抗的傳輸線組合而成的橫向電磁場或準橫向電磁場模式的諧振器。SIR常用的有三種基本結構，它們分別對應的是 λg/4型、 λg/2型和 λg型SIR。這三種結構都包括了由開路端、短路端和它

41、們之間的階躍結合面，λg/4型、 λg/2型和 λg型SIR能分別被看成是由1個、2個、4個基本單元組成[13]。其基本結構如圖所示。</p><p><b>　　(a) λg/4型</b></p><p>　　(b) λg/2型 </p><p><b>　　(c) λg型</b></p><p>

42、;　　-·-·-·開路面 </p><p>　　­­­­­­­­­短路面</p><p>　　圖3.1 SIR的基本結構</p><p>　　圖3.1中，在傳輸線開路端和短路端之間的特性阻抗和等效電長度分別為Z1、Z2和θ1、θ2。表征S

43、IR的電學參數的是兩段傳輸線阻抗Z2 和Zl 的比值，定義如下：阻抗比。</p><p>　　3.2 λg/2型SIR的基本結構和特性 </p><p>　　本節(jié)將討論 λg/2型SIR的基本結構和特性，在實際的應用中 λg/2型SIR比 λg/4型SIR用于更多的射頻器件。這是由于 λg/2型SIR是由帶狀線和微帶線結構組成，允許有更廣的集合結構形式，且和有源器件有很好的兼容性。&l

44、t;/p><p>　　圖3.2 λg/2型SIR的一些結構變化</p><p>　?。╝）直線型 （b）發(fā)夾型 （c）環(huán)型</p><p>　?。╠）具有內部耦合的發(fā)夾型</p><p>　　（e）具有內部耦合的環(huán)型 </p><p>　　圖3.2是λg/2型SIR的幾種典型的不同結構。結構(a)、(b)、(c)

45、雖然在幾何形狀上分別為線狀、U型(發(fā)夾)和環(huán)狀，但從電拓撲觀點看，它們是等效的。(d）中的諧振器具有和(b)相似的u型結構，但它具有內部耦合線，利用它們的開路端，使之微型化。圖(e)是圖(d）的改進結構，為進一步微型化，間距因素被明顯地擴大了。該圖顯示出λg/2型SIR的電路版圖和耦合電路集成化有很大的靈活性[13]。</p><p>　　以λg/2型SIR諧振器為研究對象，由開路端看進去的輸入導納Yin，根據文

46、獻[11]，可以表示為：</p><p><b>　　(3-1)</b></p><p>　　取得諧振條件為： </p><p><b>　　(3-2)</b></p><p>　　從式(3-1)，我們能理解SIR的諧振條件取決于θ1、θ2和阻抗比RZ。一般均勻阻抗諧振器(UIR)的諧振條件唯一

47、地取決于傳輸線的長度，而對SIR則同時要計入長度和阻抗比。因此SIR比UIR多了一個設計的自由度。</p><p>　　圖3.3 微帶線λg/2型SIR 基本結構</p><p>　　為了設計簡單，設可通過采用較小的值來縮短SIR諧振器的電長度，即采用圖3.3(a)所示的結構。但最大SIR長度被限定于對應UIR長度的兩倍。在上述條件下，輸入導納和諧振條件可以分別寫為：</p>

48、<p>　　(3-3) </p><p>　　(3-4) 對于λg/2型SIR而言，雜散響應變得很關鍵[14]，這要求設計時考慮更高諧振模式的雜散響應。設基本諧振頻率和雜散諧振頻率分別為f0、fs1、fs2、fs3，相應的θ分別為θ0、θs1、θs2、θs3。諧振時式(3-4)等于0，可以得到：

49、 </p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　由式(3-5)得到各雜散頻率與基本頻率之比分別為：&l

50、t;/p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　　從(3-6)式可以看出，各雜散頻率的位置由阻抗率Rz決定，通過調節(jié)阻抗比Rz可以很方便地控制各雜散頻率的位置，這是SIR一個比較重要的特點。圖3.4是各雜散頻率與基本諧振頻率昀比值隨阻抗比的變化曲線，由曲線可知：</p><p>　　圖3.4 阻抗比與歸一化雜散頻率的關系<

51、;/p><p><b>　　(3-7)</b></p><p>　　以上特點對利用SIR作為諧振器來設計超寬帶濾波器非常重要，通過選擇合適的阻抗比RZ的值，可以方便地將濾波器的工作頻段調到我們所需要的頻段。</p><p>　　3.3 λg/2型SIR諧振器的電長度</p><p>　　從圖3.3可以得到，λg/2型SIR

52、總的電學長度：</p><p><b>　　(3-8)</b></p><p>　　結合基本諧振條件式(3-2)可以得到：</p><p>　　（當RZ1時） (3-9)</p><p>　　(當RZ=1時) (3-10) </p>

53、<p>　　將式(3-9)對θT 進行求導得： </p><p>　　(3-11) </p><p>　　因此總的電學長度取得極值的條件為： (3-12)</p><p>　　λg/2型SIR總的電長度如圖3.5所示。從圖中可以看出，當0<RZ&

54、lt;1時，總的電長度取得極小值[13]；當RZ>1時，總的電長度取得極大值。同時，RZ取得越小，總的電長度越小。綜上所述，要使設計的濾波器能夠滿足小型化的要求，通常取較小的RZ。 </p><p>　　圖3.5 SIR總的電長度 </p><p>　　3.4 λg/2型SIR實現(xiàn)雙頻的原理</p><

55、p>　　用λg/2型階梯阻抗諧振器實現(xiàn)的雙頻段帶通濾波器，在其寬頻帶響應中，有多個雜散頻率，并且雜散響應的頻率位置可以通過阻抗比Rz進行調節(jié)，我們就想到可以用一次響應雜散頻率來設計階梯阻抗雙頻濾波器。根據式（3-2），λg/2型SIR的諧振條件為：</p><p><b>　　(3-13)</b></p><p><b>　　(3-14)</b&

56、gt;</p><p>　　式子（3-13）、（3-14）中f1和f2分別為諧振器的基頻和第一雜散響應頻率，SIR諧振器可采用等電長度（）或非等電長度（）兩種形式，為了增加設計的靈活性，在本文的設計中，我們采用非等電長度，令，，由式（3-13）、（3-14）可得：</p><p><b>　　(3-15)</b></p><p><b&g

57、t;　　(3-16)</b></p><p>　　由式(3-15)和(3-16)可知，u和Rz的值一旦確定，濾波器所對應的的頻率f1和f2便可確定。在不同阻抗比Rz的條件下，SIR的第二個和第一個通帶頻率之比f2/f1和u值的關系曲線如圖3.6(a)所示，諧振器總的電長度和u值的關系曲線如圖3.6(b)所示。</p><p>　　圖3.6 不同Rz下f2/f1及隨u值的變化曲

58、線</p><p>　　由圖3.6(b)可知，在0<Rz<l時，<180o，在Rz>l時，>l80o，為減小濾波器的尺寸，在本文的所有設計中，我們都選用0<Rz<l。在雙頻濾波器的設計中，首先確定所要設計的兩中心頻率，得出兩頻率之比f2/f1，然后選取Rz的取值，從圖3.6(a)中得出u的值，再由圖3.6(b)．得到的值，進而推出、的值，諧振器的電學參數得到初步的確定。&

59、lt;/p><p>　　基于SIR的雙頻帶通濾波器的設計與仿真</p><p><b>　　4.1 引言</b></p><p>　　對于微波帶通濾波器，由于分布參數傳輸線頻響特性的周期性，使得在離開中心頻率的主通帶一定頻率處會出現(xiàn)寄生通帶，最靠近主通帶的寄生通帶其中心頻率一般為基頻的2或3倍。Makimoto M和Yamashita S于1980

60、年提出了應用SIR諧振器構成微波帶通濾波電路的想法，通過調節(jié)耦合線段與非耦合線段的阻抗比，以控制寄生通帶在頻率軸上的位置。</p><p>　　SIR通常被用來移開或抑制倍頻于基本諧振模式的高次模，然而也可以用SIR的高次模來產生第二個通帶。在本章中我們利用SIR的高次模產生的第二個通帶設計了兩種應用于無線局域網WLAN系統(tǒng)(IEEE.802.1la/b/g)的雙頻帶通濾波器，在設計中所有的SIR諧振器采用相同的

61、結構。本章中的雙頻帶通濾波器均無需外加輸入輸出匹配電路，在結構上更小巧緊湊。本章首先從理論上分析SIR的諧振結構參數的確定方法，其次給出了所設計雙頻濾波器的結構模型以及在HFSS仿真軟件[15]下所完成的該濾波器的優(yōu)化結構參數，以及仿真結果。</p><p>　　4.2 SIR雙頻帶通濾波器的設計與仿真</p><p>　　本節(jié)利用SIR設計一個兩級的雙頻段濾波器，雙頻段濾波器工作于WL

62、AN中，其通帶中心頻率分別為2.4GHz和5.2GHz，兩中心頻率之為2.17，相對帶寬分別為10％和8％，該濾波器由兩個完全相同的SIR諧振器構成，兩個諧振器通過兩段低阻抗線耦合，其耦合系數通過結構參數Sl和S2調節(jié)，其結構圖如圖4.1所示：</p><p>　　圖4.1 設計一雙頻帶通濾波器的結構圖</p><p>　　濾波器尺寸的確定：設計中取RZ=0.8，Z2=45Ω，計算得Z1

63、=56Ω，從圖3.5.1(a)中可看出u=0.57，則由圖3.5.1(b)可得到θt=168o，進而推出θ1、θ2的值。仿真時選用介電常數為10.2，介質層厚度為0.635mm，損耗角正切為0.0035的雙面敷銅板Rogers R03010，利用計算公式得到電路中微帶線的初值，然后在仿真軟件中優(yōu)化調整使得濾波器的兩個諧振頻率點分別位于2.4GHz和5.2GHz，從而得到諧振器的各參數為：WI=0.45mm，W2=0.7mm，W3=0.6

64、mm，Ll=9mm，L2=6.6mm；</p><p>　　對于兩級耦合諧振帶通濾波器，諧振器間的耦合系數由下式確定：</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　圖4.2(a)和(b)分別是在2.4GHz和5.2GHz時，以距離S1作為參數，距離S2與耦合系數k12的關系曲線。</p><p>

65、　?。╝）在2.4GHz時的k12 （b）在5.2GHz時的k12 </p><p>　　圖4.2 耦合系數與耦合距離S1和S2的關系曲線</p><p>　　設濾波器的帶內波紋為0.1dB，查表可得gl=0.8430，g2=0.6220。此時，由式(5.1)計算得濾波器兩個頻段的耦合系數(k12)l和(k12)2分別為0

66、.138和0.11，由圖4.2(a)和4.2(b)，可初步確定諧振器間的耦合間距S1=lmm，S2=0.55mm，用HFSS建立模型，模型如圖4.3所示：</p><p>　　圖4.3 設計一雙頻帶通濾波器的HFSS模型</p><p>　　圖4.4 抽頭位置t對濾波器的性能影響</p><p>　　電路的各參數確定后，經過仿真優(yōu)化確定濾波器的輸入輸出抽頭位置，

67、圖4.4為抽頭位置t值的變化對濾波器性能的影響。由圖可見，隨著抽頭點位置t值的增大，濾波器的第一通帶的差入損耗值變大，而第二通帶的帶內插入損耗值變小，兩通帶之間的插入零點向低頻偏移，從而使得第一通帶的帶寬變窄，第二通帶的帶寬變寬，優(yōu)化得抽頭點的位置t=1mm，如圖4.5所示：</p><p>　　圖4.5 設計一的仿真結果</p><p>　　從圖中可以看出，在第一通帶內，2.4GHz處

68、插入損耗為0.55dB，等波紋相對帶寬為9.17%，在第二通帶內，5.2GHz處的插入損耗為0.51dB，等波紋相對帶寬為12.8%。仿真得到在3.5GHz處有傳輸零點，使得兩個通帶間具有很好的隔離。</p><p>　　4.3 變形后的SIR雙頻帶通濾波器的設計與仿真</p><p>　　將圖4.1中的諧振器2放入諧振器1中，所設計的雙頻帶通濾波器結構如圖所示，圖中，設計一種兩中心頻率分

69、別為2.4GHz和5.2GHz的雙頻帶通濾波器，諧振器1與諧振器2通過兩段低阻抗線耦合，其耦合系數由S1和S2調節(jié)。</p><p>　　圖4.6 設計二雙頻帶通濾波器的結構圖</p><p>　　濾波器的尺寸與4.2節(jié)相同，RZ=0.8，Z2=45Ω，Z1=56Ω，u=0.57，θt=168o。仿真時同樣選用介電常數為10.2，介質層厚度為0.635mm，損耗角正切為0.0035的雙面

70、敷銅板Rogers R03010，在仿真軟件中優(yōu)化調整使得諧振頻率點分別位于2.4GHz和5.2GHz，用HFSS建立模型，模型如圖所示：</p><p>　　圖4.7 設計二雙頻帶通濾波器的HFSS模型</p><p>　　圖4.8 設計二的仿真結果</p><p>　　仿真結果如圖4.8，從圖中可以看出，在第一通帶內，2.4GHz處插入損耗為0.82dB，等

71、波紋相對帶寬為12%，在第二通帶內，5.2GHz處的插入損耗為0.46dB，等波紋相對帶寬為11.5%。仿真得到在3.23GHz處有傳輸零點，使得兩個通帶間具有很好的隔離。</p><p>　　4.4 兩種設計的比較與總結 </p><p>　　本節(jié)介紹了兩種雙頻帶通濾波器的設計方法和仿真結果，表4.1列出了以上設計的兩種雙頻帶通濾波器的性能比較。</p><p&

72、gt;　　表4.1 兩種濾波器結果的比較：</p><p>　　本章采用λg/2型SIR設計了三種用于無線局域網，頻點位置和頻帶帶寬均可控的雙頻帶通濾波器，頻點位置通過調節(jié)阻抗比RZ和u值控制，帶寬取決于諧振器之間的耦合，而耦合特性可以通過改變諧振器間的距離來調節(jié)，因此雙頻段濾波器的帶寬在一定的范圍內可調節(jié)。選取合適的RZ和u的值，使濾波器的兩中心頻率位于2.4/5.2GHz，合理調節(jié)各結構參數，使濾波器的性能

73、達到最優(yōu)。本章設計的雙頻濾波器均無外加的輸入輸出匹配電路，與傳統(tǒng)微帶雙頻濾波器相比其電路尺寸更小、結構更緊湊。</p><p><b>　　總結與展望</b></p><p><b>　　5.1 總結</b></p><p>　　本文以無線通信中的雙頻帶通濾波器為研究對象，在如何用階梯阻抗諧振器實現(xiàn)雙頻段濾波器的設計理論方

74、面進行了一些探索性的工作。文中首先介紹了目前國內濾波器的研究主要集中在單頻濾波器上這一事實，而對應用越來越廣泛的雙頻濾波器的研究還很少的這一現(xiàn)狀，接著，介紹了階梯阻抗諧振器的基本結構和特性，從階梯阻抗諧振器具有雜散響應這一特性入手，分析了其實現(xiàn)雙頻濾波器的原理，引出了設計階梯阻抗雙頻濾波器的理論依據；然后，根據階梯阻抗諧振器可通過調整其阻抗比來控制雜散響應的特點，給出了用階梯阻抗諧振器設計雙頻濾波器的過程，并利用其設計兩種無需外加輸入輸

75、出匹配電路的雙頻帶通濾波器，進行仿真。</p><p><b>　　5.2 展望</b></p><p>　　在本文即將結束之際，本人認為該領域的研究工作還可以在如下幾方面繼續(xù)深入：</p><p>　　1．由于SIR諧振器是由兩個或兩個以上具有不同特性阻抗的傳輸線組合而成的，因而其組合處存在非連續(xù)性的問題，這種非連續(xù)性在高低阻抗值相差越大時對

76、諧振器的影響就越大。因此可嘗試用錐形線SLR結構諧振器，以減小阻抗結合處的非連續(xù)性問題。</p><p>　　2．本文提出的所有結構的雙頻濾波器，兩通帶帶寬均不可分別控制，即很難得到兩通帶帶寬相同的雙頻濾波器。</p><p>　　3．進一步分析階梯阻抗諧振器的特性，提出兩通帶帶寬可分別控制的，結構更緊密、更適合雙頻濾波器設計的諧振器結構。</p><p>　　4．

77、采用其他種類的諧振器實現(xiàn)雙頻濾波器。</p><p><b>　　致謝</b></p><p>　　本論文的順利完成，首先要感謝我的指導老師***老師。感謝xx老師在課題研究中對自己的不斷指導和教誨，特別是本課題的所有工作都是在xx老師的悉心指導下完成的。x老師淵博的知識，嚴謹的治學態(tài)度和勤奮的工作精神給我留下了深刻的印象，這幾個月以來的諄諄教誨，使我受益終身，在此向

78、x老師表示誠摯的謝意。</p><p>　　感謝***，謝謝你們在研究過程中給我的啟迪和寶貴的經驗，以及在我研究生學習期間給與我的幫助和支持，對我的諸多幫助，和他們一起度過的美好時光，我將銘記在心。</p><p>　　感謝我的*****時間里對我的支持，她們在生活上給我提供了很大的幫助。</p><p>　　在此，我要深深地感謝我的父母和姐弟在各方面對我莫大的支持

79、和鼓勵!感謝你們?yōu)槲腋冻龅囊磺?</p><p>　　最后，向所有評閱此論文的各位專家和教授致以深深的謝意!</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1] 甘本祓，吳萬春．現(xiàn)代微波濾波器的結構與設計．北京：科學出版社，1974</p><p>　　[2] Jia.Sheng Hong，M.J.

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84、ed-impedance resonators with</p><p>　　new coupling schemes，IEEE Tans.Microwave Theory Tech.v01.54，no.10，pp.3779-3785，October</p><p><b>　　2006</b></p><p>　　[9] 顧繼慧．微波技術．北

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88、;<p>　　衿肇蒂蚆裊肆節(jié)葿螁肅莄螄蚇肄蒆薇羆肅膆螃袂肅羋薆螈膂莁螁蚄膁蒃薄羃膀膃莇罿腿蒞薂襖膈蕆蒅螀膇膇蝕蚆膇艿蒃羅膆莂蠆袁芅蒄蒂螇芄膃蚇蚃芃芆蒀肂節(jié)蒈螅羈芁薀薈襖芁芀螄螀袇莂薆蚆袆蒅螂羄羅膄薅袀羅芇螀螆羄荿薃螂羃薁莆肁羂芁蟻羇羈莃蒄袃羀蒆蝕蝿罿膅蒂蚅聿芇蚈羃肈莀蒁衿肇蒂蚆裊肆節(jié)葿螁肅莄螄蚇肄蒆薇羆肅膆螃袂肅羋薆螈膂莁螁蚄膁蒃薄羃膀膃莇罿腿蒞薂襖膈蕆蒅螀膇膇蝕蚆膇艿蒃羅膆莂蠆袁芅蒄蒂螇芄膃蚇蚃芃芆蒀肂節(jié)蒈螅羈芁薀薈襖芁

89、芀螄螀袇莂薆蚆袆蒅螂羄羅膄薅袀羅芇螀螆羄荿薃螂羃薁莆肁羂芁蟻羇羈莃蒄袃羀蒆蝕蝿罿膅蒂蚅聿芇蚈羃肈莀蒁衿肇蒂蚆裊肆節(jié)葿螁肅莄螄蚇肄蒆薇羆肅膆螃袂肅羋薆螈膂莁螁蚄膁蒃薄羃膀膃莇罿腿蒞薂襖膈蕆蒅螀膇膇蝕蚆膇艿蒃羅膆莂蠆袁芅蒄蒂螇芄膃蚇蚃芃芆蒀肂節(jié)蒈螅羈芁薀薈襖芁芀螄螀袇莂薆蚆袆蒅螂羄羅膄薅袀羅芇螀螆羄荿薃螂羃薁莆肁羂芁蟻羇羈莃蒄袃羀蒆蝕蝿罿膅蒂蚅聿芇蚈羃肈莀蒁衿肇蒂蚆裊肆節(jié)葿螁肅莄螄蚇肄蒆薇羆肅膆螃袂肅羋薆螈膂莁螁蚄膁蒃薄羃膀膃莇罿腿蒞薂襖膈