畢業(yè)設(shè)計(jì)--波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)

1、<p><b>　　1 緒論</b></p><p>　　W頻段分諧波混頻器是3mm射頻接收系統(tǒng)的重要組件， 其各項(xiàng)指標(biāo)直接影響整個(gè)射頻接收系統(tǒng)性能，研制性能良好的分諧波混頻器成為提高整個(gè)系統(tǒng)性能的必然要求。</p><p>　　1.1 本課題的研究背景和意義</p><p>　　1.1.1 研究背景</p><p

2、>　　自1873年Maxwell發(fā)表《電磁學(xué)通論》以來(lái)，人們?yōu)槌浞掷秒姶刨Y源，在拓寬頻譜方面做了大量工作。40年代至今，微波在電子武器發(fā)展過(guò)程中，包括軍用和民用系統(tǒng)中都是最為活躍和最富成果的應(yīng)用技術(shù)之一[1]。制導(dǎo)、雷達(dá)、導(dǎo)航、電子戰(zhàn)、通信以及眾多的民用系統(tǒng)已涉及國(guó)民經(jīng)濟(jì)的各個(gè)部門(mén)。從技術(shù)和工藝角度來(lái)看，微波技術(shù)目前已十分成熟，尤其是本世紀(jì)70年代和80年代期間發(fā)生的一場(chǎng)重大變革，又把微波技術(shù)推向了一個(gè)新的高峰。這就是，固態(tài)器件

3、和微波集成電路的發(fā)展導(dǎo)致了微波元部件乃至整個(gè)微波系統(tǒng)的小型化和輕量化[2]。其中作為傳輸媒介的平面?zhèn)鬏斁€(xiàn)的應(yīng)用，在減小電路之間的寄生影響和電路多余接口方面起到了明顯的推動(dòng)作用。</p><p>　　1.1.2 研究意義</p><p>　　近10多年來(lái)，用戶(hù)劇增使微波頻譜出現(xiàn)擁擠，加之精確武器系統(tǒng)的發(fā)展要求，就促使人們把系統(tǒng)的工作頻率向上延伸，從而導(dǎo)致毫米波（Millimeter Wave

4、）頻率的利用。毫米波是波長(zhǎng)介于1-10mm的電磁波譜，對(duì)應(yīng)頻率范圍300-30GHz。在電磁波譜中，毫米波低端與微波相連，高端與紅外、光波相接，其領(lǐng)域兼容微波、光波兩門(mén)技術(shù)學(xué)科的理論和技術(shù)，所以逐漸發(fā)展成為一門(mén)知識(shí)密集和技術(shù)密集的綜合性分支學(xué)科。毫米波的特點(diǎn)是波束窄、保密和抗干擾能力強(qiáng)、容量大、容易實(shí)現(xiàn)圖像、數(shù)字兼容，數(shù)模兼容。毫米波技術(shù)在通信、雷達(dá)、制導(dǎo)、遙測(cè)遙感、電子對(duì)抗、頻譜學(xué)及生物效應(yīng)等多種領(lǐng)域得到越來(lái)越廣泛的應(yīng)用[3]。毫米波

5、半導(dǎo)體器件及平面?zhèn)鬏斁€(xiàn)構(gòu)成的毫米波集成電路以其小型化、重量輕、耗能少的優(yōu)點(diǎn)，因毫米波技術(shù)的進(jìn)步而迅速發(fā)展。隨著計(jì)算機(jī)技術(shù)的廣泛運(yùn)用及半導(dǎo)體技術(shù)的飛速發(fā)展，微波毫米波電路在理論上有了長(zhǎng)足的進(jìn)步，性能優(yōu)良的微波毫米波器件也不斷出現(xiàn)。</p><p>　　在各類(lèi)毫米波系統(tǒng)中，其接收機(jī)部分通常都采用圖1.1所示的超外差方案，接收機(jī)中的第一級(jí)主要由混頻器承擔(dān)。</p><p>　　圖1.1 毫米波

6、接收系統(tǒng)的基本組成</p><p>　　作為超外差接收機(jī)中的關(guān)鍵部件，混頻器性能的優(yōu)劣直接關(guān)系到整個(gè)系統(tǒng)工作的好壞。為減小接收系統(tǒng)的體積并提高其性能，現(xiàn)代雷達(dá)與制導(dǎo)、電子對(duì)抗、通信、射電天文、遙感遙測(cè)系統(tǒng)的工作頻率已逐步擴(kuò)展到毫米波頻段[4]。由此也對(duì)毫米波混頻器的性能提出了越來(lái)越高的要求，研究低成本、高性能的毫米波混頻器便成為一個(gè)非常重要的課題。</p><p>　　1.2 混頻器的國(guó)內(nèi)

7、外研究現(xiàn)狀及發(fā)展前景</p><p>　　1.2.1 國(guó)內(nèi)研究現(xiàn)狀</p><p>　　通過(guò)查閱大量參考文獻(xiàn)，最近的十幾年里，隨著半導(dǎo)體技術(shù)和單片集成技術(shù)的發(fā)展，國(guó)內(nèi)外出現(xiàn)了大量關(guān)于毫米波諧波混頻器的報(bào)道。相比較而言，國(guó)內(nèi)起步比較晚，也沒(méi)有一套成熟的軟件可直接用于MMIC的完整設(shè)計(jì)。電子科技大學(xué)的郭正平制作的Ka波段四次諧波混頻器采用的是微帶結(jié)構(gòu)。在射頻30GHz，本振7.65GHz時(shí)的變

8、頻損耗為20.6dB。西安電子電信技術(shù)研究所上海分所的張廣宇、李運(yùn)、周晨陽(yáng)研制的K頻段次諧波混頻器當(dāng)射頻頻率18～24GHz，變頻損耗為11±1dB。西安空間無(wú)線(xiàn)電技術(shù)研究所的和新陽(yáng)先生和禹旭敏先生研究并制作的K波段微帶四次諧波混頻器，在射頻取25.5GHz，本振選用6.3575GHz的鎖相頻率源時(shí)，獲得的最小變頻損耗為9dB。電子科技大學(xué)的趙霞研制的Ka頻段微帶四次諧波混頻器在射頻頻率為34.2～34.5GHz，本振頻率為

9、8.525～8.775GHz，中頻頻率為100MHz 時(shí)，變頻損耗低于10.5dB，其中最優(yōu)處為 8.5dB[5]。</p><p>　　1.2.2 國(guó)外研究現(xiàn)狀</p><p>　　國(guó)外在諧波混頻器這一領(lǐng)域的研究更加深入，并且有一些專(zhuān)門(mén)用于設(shè)計(jì)混頻器的CAD軟件。</p><p>　　90年代初，Kenji Itohetal.提出了一種適合制作MMIC的新穎的諧波

10、混頻器電路結(jié)構(gòu)。此混頻器結(jié)構(gòu)非常簡(jiǎn)單，是由一個(gè)反平行二極管對(duì)和一些開(kāi)路、短路的終端構(gòu)成。這種電路結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)有：減小變頻損耗；信號(hào)與中頻的阻抗易于匹配；RF、LO、IF相互之間易隔離；抑制本振所固有的邊帶噪聲[6]。此偶次諧波混頻器的電路結(jié)構(gòu)還具有體積小，成本低等特點(diǎn)。40GHz 單片二次諧波混頻器能獲得9.5dB的變頻損耗（IF為600MHz）和75dB的本振泄露抑制。</p><p>　　1.2.3 發(fā)展前景&

11、lt;/p><p>　　近年來(lái)為了對(duì)付毫米波雷達(dá)的威脅，滿(mǎn)足毫米波對(duì)抗技術(shù)的要求，國(guó)外開(kāi)展了一系列新型毫米波接收機(jī)的研究工作，其發(fā)展趨勢(shì)是小型化、輕量化、寬帶化、固體化、集成化。其工作頻段已逐漸由Ka頻段上升到W頻段[7]。</p><p>　　為此，研究W頻段的混頻器具有具有重要的理論和工程價(jià)值。</p><p>　　1.3 W頻段分諧波混頻器的整體結(jié)構(gòu)和思路<

12、/p><p>　　1.3.1 W頻段分諧波混頻器的整體結(jié)構(gòu)框圖</p><p>　　W頻段分諧波混頻器的整體結(jié)構(gòu)如下圖所示：</p><p>　　圖1.2 W頻段分諧波混頻器整體結(jié)構(gòu)示意圖</p><p>　　1.3.2 設(shè)計(jì)思路</p><p>　　波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換器提供信號(hào)由波導(dǎo)到微帶電路過(guò)渡的匹配連接，擬采用微帶探針

13、耦合結(jié)構(gòu)，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、匹配良好等優(yōu)點(diǎn)。</p><p>　　分諧波混頻器射頻94.25GHz~94.752GHz，本振頻率為45.68~45.936GHz，中頻2.88GHz，分析混頻器內(nèi)部產(chǎn)生的主要組合頻率分量反射系數(shù)相位變化對(duì)變頻損耗的影響，經(jīng)Agilent ADS諧波平衡法對(duì)分諧波混頻器各電路參數(shù)仿真優(yōu)化， 變頻損耗約14分貝。</p><p>　　中頻低噪聲放大器擬采用Infin

14、eon公司SiGe晶體管BPF640設(shè)計(jì)，單管中頻增益14dB,噪聲系數(shù)小于0.7dB。</p><p>　　本文基于理論分析,應(yīng)用AgilentAdvanced Design System進(jìn)行微帶電路設(shè)計(jì)， 波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)應(yīng)用了Ansoft HFSS三維電磁場(chǎng)仿真軟件。</p><p>　　2 波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)</p><p>　　在微波導(dǎo)行系統(tǒng)中，不同類(lèi)型

15、的傳輸系統(tǒng)互相直接連接時(shí)，由于阻抗匹配問(wèn)題，將產(chǎn)生很大的反射，為了在矩形波導(dǎo)與微帶兩種傳輸系統(tǒng)傳輸射頻信號(hào)，需要波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換器用以實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。</p><p>　　2.1 波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)</p><p>　　2.1.1 波導(dǎo)-同軸-微帶結(jié)構(gòu)</p><p>　　同軸線(xiàn)的內(nèi)導(dǎo)體延伸一適當(dāng)長(zhǎng)度D，作為天線(xiàn)在寬壁正中插入矩形波導(dǎo)。為使能量單方向傳輸，將波導(dǎo)一端

16、短路，短路線(xiàn)與探針距離為L(zhǎng),適當(dāng)調(diào)節(jié)D和L，使得同軸線(xiàn)特性阻抗等于探針在連接面輸入阻抗。在同軸-微帶轉(zhuǎn)換側(cè)，通常使內(nèi)導(dǎo)體直徑等于微帶線(xiàn)寬，即可實(shí)現(xiàn)波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換。</p><p>　　2.1.2 脊波導(dǎo)過(guò)渡</p><p>　　采用單脊波導(dǎo)，等效阻抗約為80 ~ 90，通過(guò)一段空氣微帶過(guò)渡，使匹配性能提高；具體結(jié)構(gòu)如下圖所示：</p><p>　　圖2.1 單脊波

17、導(dǎo)-微帶變換器結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　2.1.3 微帶探針耦合結(jié)構(gòu)</p><p>　　在矩形波導(dǎo)寬壁上開(kāi)一窄槽，為減小其對(duì)波導(dǎo)內(nèi)的場(chǎng)強(qiáng)分布影響，槽縫尺寸應(yīng)盡可能的小。微帶線(xiàn)經(jīng)該槽縫延伸至波導(dǎo)內(nèi)，延伸部分為介質(zhì)及其上金屬導(dǎo)帶線(xiàn)，作為探針從波導(dǎo)耦合傳輸能量；在此探針部分與微帶傳輸線(xiàn)間經(jīng)常應(yīng)用四分之一波長(zhǎng)阻抗變換器以實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。</p><p>　　圖2.2 微

18、帶探針耦合結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　具體結(jié)構(gòu)如圖2.2所示：</p><p>　　調(diào)整探針長(zhǎng)度D及其與短路面距離L以確定探針在連接面處輸入阻抗；其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)，本設(shè)計(jì)實(shí)際采用該結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換。</p><p>　　2.2 矩形波導(dǎo)導(dǎo)波分析</p><p>　　矩形波導(dǎo)的橫截面為封閉的金屬框，因此在其橫截面上不存在與靜態(tài)電磁場(chǎng)相

19、同的場(chǎng)分布，即，因此沿波導(dǎo)縱向（z 方向）只能傳播 TE波或TM 波，而不能傳播TEM波。 在此僅列出矩形波導(dǎo)中常用模式TE10的場(chǎng)強(qiáng)：</p><p><b>　?。?.1）</b></p><p>　　其電場(chǎng)在矩形波導(dǎo)橫截面上分布如下圖所示：</p><p>　　圖2.3 矩形波導(dǎo)橫截面電場(chǎng)</p><p>　　如

20、果用電力線(xiàn)表示的分布，則電力線(xiàn)應(yīng)在寬邊中心分布最密，兩邊逐漸稀疏，其密度按正弦變化，由上可知，在寬邊中心沿平行于電力線(xiàn)插入探針可饋入饋出電磁場(chǎng)能量。</p><p>　　當(dāng)電磁波>(為電磁波波長(zhǎng),為矩形波導(dǎo)截止波長(zhǎng))時(shí)，電磁波在矩形波導(dǎo)內(nèi)傳輸。 （2.2）</p><p>　　m和n分別代表

21、沿x軸和沿y軸方向分布的半波數(shù)；a，b 為矩形波導(dǎo)的長(zhǎng)寬尺寸。模的截止波長(zhǎng)為；模的截止波長(zhǎng)為；模的截止波長(zhǎng)為。</p><p>　　模單模工作的條件是：</p><p>　　a<<2a 2b< （2.3）</p><p>　　2.3 微帶傳輸線(xiàn)導(dǎo)波分析</p><p>

22、;　　微帶線(xiàn)是部分填充介質(zhì)的雙導(dǎo)體傳輸線(xiàn)，因此線(xiàn)上傳輸?shù)闹髂２⒎峭耆腡EM 波，通常稱(chēng)為準(zhǔn) TEM 波[8]。準(zhǔn) TEM 波的縱向場(chǎng)分量并不等于零，這是因?yàn)槲Ь€(xiàn)除介質(zhì)與導(dǎo)體的邊界之外還有不同介質(zhì)的邊界。</p><p>　　當(dāng)工作頻率提高時(shí)，除了準(zhǔn) TEM 波色散顯著之外，還可能出現(xiàn)分別為波導(dǎo)模和表面波模的兩類(lèi)高次模，因此在 W 頻段，微帶線(xiàn)上多模傳輸不可避免，為了盡可能 減少能量損耗，選用高頻損耗小的介質(zhì)基

23、片式是很重要的。此時(shí)微帶線(xiàn)介質(zhì)衰減常數(shù)值為：</p><p><b>　?。?.4）</b></p><p>　　式中的括號(hào)部分稱(chēng)為介質(zhì)損耗角的填充因子，它是微帶線(xiàn)尺寸 W/h 和基片的相對(duì)介電常數(shù)的函數(shù)。實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)中頻組件基板參數(shù)為= 3.38，H = 20mil； 混頻器基板參數(shù)為= 2.2，H = 5mil。</p><p>　　2.4

24、WR10、WR22矩形波導(dǎo)分析</p><p>　　2.4.1 WR10矩形波導(dǎo)分析</p><p>　　WR10矩形波導(dǎo)物理尺寸為：a=2.54mm,b=1.27mm;由式（2.2）（2.3）得模的截止波長(zhǎng)為=5.08mm；模的截止波長(zhǎng)為=2.54mm；模的截止波長(zhǎng)為=2.54mm。</p><p>　　模的截止波長(zhǎng)等于模的截止波長(zhǎng)為：</p>&l

25、t;p>　　工作頻段W波段時(shí)，即電磁波頻率f = 75~110GHz，= 2.7 mm~3mm，可知WR10波導(dǎo)為W波段TE1 0模的單模波導(dǎo),其波阻抗為：</p><p>　　2.4.2 WR22矩形波導(dǎo)分析</p><p>　　WR22矩形波導(dǎo)物理尺寸為：a=5.68mm,b=2.84mm；由式（2.2）（2.3）可得模的截止波長(zhǎng)為=11.36mm；模的截止波長(zhǎng)為=5.68mm；

26、模的截止波長(zhǎng)為=5.78mm。</p><p>　　模的截止波長(zhǎng)等于模的截止波長(zhǎng)為：</p><p>　　工作頻段為Q波段時(shí)，即電磁波頻率f = 33~50GHz，= 6mm~9.1mm，可知WR22波導(dǎo)為Q波段模的單模波導(dǎo),其波阻抗為：</p><p>　　2.5 微帶探針耦合結(jié)構(gòu)尺寸計(jì)算</p><p>　　由附錄A可知探針輸入阻抗為：&

27、lt;/p><p>　　式中為自由空間波阻抗約為120。</p><p>　　WR10波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換器尺寸計(jì)算：</p><p><b>　　時(shí)</b></p><p><b>　??；</b></p><p><b>　　此時(shí)：</b></p>

28、<p>　　取R=75，由上式可得：</p><p>　　WR22波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換器尺寸計(jì)算：</p><p><b>　　時(shí)</b></p><p><b>　　；</b></p><p><b>　　此時(shí)：</b></p><p>　　取R

29、=75，由上式可得：</p><p>　　應(yīng)用以上計(jì)算結(jié)果作為初值進(jìn)行HFSS軟件仿真優(yōu)化，得出W波段波導(dǎo)微帶轉(zhuǎn)換短路面距離及探針尺寸為 h = 28 mil，l = 30mil；Q波段波導(dǎo)微帶轉(zhuǎn)換短路面距離及探針尺寸為 h = 60mil，l= 60mil。</p><p>　　2.6 WR10矩形波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換器S參數(shù)仿真</p><p>　　波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換三維

30、結(jié)構(gòu)示意如下（探針耦合結(jié)構(gòu)詳見(jiàn)圖2.2）：</p><p>　　圖2.4 W波段波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換三維結(jié)構(gòu)示意圖</p><p>　　HFSS三維電磁場(chǎng)仿真結(jié)果如下：</p><p>　　圖2.5 W頻段波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換S11仿真結(jié)果</p><p>　　圖2.6 W頻段波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換S21仿真結(jié)果</p><p>　

31、　由圖2.5、2.6的仿真結(jié)果可知微帶探針耦合結(jié)構(gòu)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、匹配良好可應(yīng)用于微波工程設(shè)計(jì)。</p><p>　　3 分諧波混頻器設(shè)計(jì)</p><p>　　分諧波混頻器是將本振頻率降低為工作頻率（基波頻率）的1/2或1/4進(jìn)行混頻；因?yàn)楹撩撞ɑ祛l時(shí)由于工作頻率極高，雖然有性能優(yōu)越的混頻器件，卻往往缺乏相應(yīng)的本振源，利用分諧波混頻可解決本振問(wèn)題；同時(shí)對(duì)管分諧波混頻相對(duì)于單管混頻還具備較低的變頻

32、損耗及無(wú)須直流偏置等優(yōu)點(diǎn)，因此分諧波混頻器在毫米波混頻領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用[9]。</p><p>　　3.1 分諧波混頻器工作原理分析</p><p>　　兩混頻二極管極性相反并聯(lián)在傳輸線(xiàn)上，直流偏壓為零，本振和信號(hào)加在電路輸入端口，如下圖所示：</p><p>　　圖3.1 混頻二極管對(duì)</p><p>　　通過(guò)對(duì)管的電流及導(dǎo)納計(jì)算如下：

33、</p><p><b>　?。?.1）</b></p><p><b>　?。?.2）</b></p><p>　　由于Vs足夠小，則Vj可認(rèn)為本振電壓</p><p><b>　?。?.3）</b></p><p>　　將（3.3）式代入（3.2）式

34、</p><p><b>　　將其展為級(jí)數(shù)</b></p><p><b>　?。?.4）</b></p><p>　　其中為二類(lèi)修正貝塞爾函數(shù)。</p><p>　　從而得出對(duì)管的電流為：</p><p>　?。?.5）

35、 </p><p>　　由（3.5）式可知流入平行二極管對(duì)的電流有以下重要特性：</p><p>　?。?） 無(wú)直流分量，理想情況下，組成對(duì)管的二極管被認(rèn)為無(wú)差別，無(wú)直流分量流入或流出對(duì)管環(huán)路。</p><p>　?。?） 包含本振與射頻頻率分量，可參與二次混頻。</p><p>　?。?） 包含混頻分量，m+

36、n為奇數(shù)。</p><p><b>　　對(duì)管環(huán)路電流為：</b></p><p><b>　　將該式展為：</b></p><p><b>　?。?.6）</b></p><p>　　由（3.6）式可知平行二極管環(huán)路電流有以下重要特性：</p><p>

37、　　(1) 包含直流分量，此直流分量決定二極管對(duì)工作點(diǎn)。</p><p>　　(2) 包含混頻分量，m+n為偶數(shù)。</p><p>　　綜上所述二極管對(duì)管可支持多種混頻方式，包括分諧波混頻，且對(duì)管無(wú)需加直流偏置，在一定程度上簡(jiǎn)化了電路。</p><p>　　3.2 變頻損耗及噪聲分析</p><p>　　3.2.1 混頻器小信號(hào)等效網(wǎng)絡(luò)<

38、;/p><p>　　下圖為完整的混頻器小信號(hào)等效網(wǎng)絡(luò)，由混頻二極管向嵌入網(wǎng)絡(luò)方向看的輸</p><p><b>　　入阻抗為。</b></p><p>　　圖3.2 混頻二極管小信號(hào)等效網(wǎng)絡(luò)</p><p>　　考慮到混頻過(guò)程中將出現(xiàn)很多組合頻率分量，則對(duì)等效電路而言，屬于多端口網(wǎng)絡(luò)，對(duì)不同頻率，網(wǎng)絡(luò)端口呈現(xiàn)不同的祖抗，建

39、立增廣網(wǎng)絡(luò)，各端口的電壓和電流為、，[Y]是本征二極管的導(dǎo)納矩陣。</p><p>　　圖3.3 混頻器小信號(hào)多頻多端口線(xiàn)性網(wǎng)絡(luò)</p><p>　　得到增廣網(wǎng)絡(luò)電壓電流的表達(dá)式：</p><p><b>　　式中</b></p><p><b>　?。?.7）</b></p>&l

40、t;p>　　理論上線(xiàn)性網(wǎng)絡(luò)是具有無(wú)窮多個(gè)端口的線(xiàn)性網(wǎng)絡(luò)?？紤]到各端口終端條件，實(shí)際電壓和電流的數(shù)目可大大減少[10]。例如分諧波混頻無(wú)需考慮直流端口。</p><p>　　3.2.2 變頻損耗分析</p><p>　　變頻損耗的定義，為輸入微波資用功率和加到中頻負(fù)載上的功率之比。</p><p>　　即

41、 （3.8）</p><p>　　變頻損耗Lm由三部分組成，一是由于頻率變換作用產(chǎn)生的損耗，二是由寄生參量產(chǎn)生的損耗，三是混頻器輸入端由于阻抗不匹配產(chǎn)生的微波功率反射損耗[11]。下面主要分析頻率變換產(chǎn)生的損耗。根據(jù)圖3.3混頻器小信號(hào)多頻多端口線(xiàn)性網(wǎng)絡(luò)，設(shè)輸入端口為j，輸出端口為i，按照變頻損耗的定義，可以計(jì)算任意頻率ωj變換到另一頻率ωi的變頻損耗。</p><p>

42、　　邊帶頻率ωj端口輸入的資用功率為：</p><p><b>　?。?.9）</b></p><p>　　在邊帶頻率ωi端口所接負(fù)載阻抗為(Z ej + Rsj)，負(fù)載上功率為：</p><p><b>　?。?.10）</b></p><p>　　由變換矩陣特性可知：

43、 （3.11）</p><p>　　為增廣阻抗矩陣Z '中的元素，上式表示為第j端口激勵(lì)電流，通過(guò)互阻抗在i端口產(chǎn)生的電壓。將3.11式代入3.10式得：</p><p><b>　?。?.12）</b></p><p>　　由此本征二極管變頻損耗為：</p><p>&

44、lt;b>　?。?.13）</b></p><p>　　考慮到串聯(lián)電阻Rs損耗，i、j端口變頻損耗為</p><p><b>　?。?.14）</b></p><p>　　此外，還需考慮混頻器輸入端的失配損耗L r：</p><p><b>　?。?.15）</b></p&g

45、t;<p>　　總的變頻損耗為射頻~中頻端口變換損耗加上混頻器輸入端的失配損耗之和；為了降低變頻損耗，除了選用R s小的混頻器件和改善端口匹配電路外，還可從減小邊帶頻率的能量損耗入手，改善其性能[12]。因此，擬采用射頻端口對(duì)鏡像頻率造成開(kāi)路條件，降低變頻損耗。</p><p>　　3.2.3 噪聲分析</p><p>　　混頻器噪聲系數(shù)定義為：</p><

46、;p><b>　　（3.16）</b></p><p>　　為系統(tǒng)輸入終端噪聲溫度在所有頻率上都是標(biāo)準(zhǔn)溫度，T=290K時(shí)，系統(tǒng)輸出端的總噪聲資用功率。為中由輸入終端所產(chǎn)生的那部分噪聲在輸出端的資用功率。</p><p>　　當(dāng)混頻器鏡像開(kāi)路和短路時(shí)，是單通道的二端口有耗網(wǎng)絡(luò)，其噪聲等效電路如圖所示：</p><p>　　圖3.4 鏡像

47、開(kāi)路混頻器噪聲等效電路</p><p>　　設(shè)Td為二級(jí)管等效噪聲溫度To為信號(hào)源電阻Rs的噪聲溫度；為鏡像短路和開(kāi)路混頻器的變頻損耗。</p><p>　　混頻器的總輸出噪聲資用功率為</p><p><b>　?。?.17）</b></p><p>　　為求，可假設(shè)整個(gè)網(wǎng)絡(luò)處在溫度Td的環(huán)境中，既令信源內(nèi)阻溫度Td

48、，則總輸出噪聲功率為，。</p><p>　　實(shí)際環(huán)境溫度為，則混頻器總輸出噪聲功率為</p><p><b>　?。?.18）</b></p><p>　　上式中的第二項(xiàng)即為混頻器產(chǎn)生的內(nèi)部噪聲功率，于是噪聲系數(shù)為</p><p>　　t

49、 （3.19）</p><p>　　實(shí)際上≈1,由上式知≈，從而知混頻器的噪聲系數(shù)近似等于變頻損耗。要獲得低噪聲系數(shù)，變頻損耗應(yīng)盡可能的低。</p><p><b>　　3.2.4 小結(jié)</b></p><p>　　由混頻器變頻損耗和噪聲分析，可知變頻損耗與噪聲系數(shù)緊密關(guān)聯(lián)，當(dāng)射頻端口鏡頻開(kāi)路時(shí)，混頻器獲得最低的變頻損耗，噪聲

50、系數(shù)近似等于變頻損耗；這就要求我們?cè)谠O(shè)計(jì)分諧波混頻器時(shí)，要注意除了選用R s小的混頻器件和改善端口匹配電路外，還要注意鏡頻端口的開(kāi)路設(shè)計(jì)問(wèn)題[13]。</p><p>　　3.3 分諧波混頻器結(jié)構(gòu)分析</p><p>　　3.3.1 電路整體結(jié)構(gòu)</p><p>　　如圖3.5所示，本振信號(hào)由對(duì)管一端口輸入，射頻信號(hào)由對(duì)管二端口輸入，中頻信號(hào)亦由二端口饋出；在一端口

51、設(shè)置直流回路以旁路由于對(duì)管非對(duì)稱(chēng)而產(chǎn)生直流分量； 因?yàn)樯漕l本振信號(hào)較難隔離，射頻和本振分為兩個(gè)端口進(jìn)入對(duì)管混頻；而射頻與中頻隔離就相對(duì)容易的多。</p><p>　　圖3.5 分諧波混頻</p><p>　　3.3.2 具體實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)</p><p>　　具體實(shí)現(xiàn)電路結(jié)構(gòu)如圖3.6所示：</p><p>　　圖3.6 分諧波混頻器具體實(shí)現(xiàn)結(jié)

52、構(gòu)示意圖</p><p>　　整體電路主要由三大回路構(gòu)成：</p><p>　　1．射頻回路：射頻信號(hào)經(jīng)帶通濾波器、射頻匹配網(wǎng)絡(luò)、混頻二極管對(duì)，由180o@RF終端短路線(xiàn)高頻接地，此終端短路線(xiàn)本振高阻，中頻低阻近似接地，亦為因二極管對(duì)不平衡產(chǎn)生的支流分量提供回路。</p><p>　　2．本振回路：本振信號(hào)經(jīng)本振匹配網(wǎng)絡(luò)、混頻二極管對(duì)、由90o@LO終端開(kāi)路線(xiàn)高頻接

53、地；此終端開(kāi)路線(xiàn)射頻中頻高阻。</p><p>　　3．中頻回路：中頻信號(hào)由混頻二極管對(duì)混頻輸出，經(jīng)90o@RF傳輸線(xiàn)、中頻匹配網(wǎng)絡(luò)、中頻低通濾波器輸出；回路并接的90o@RF開(kāi)路線(xiàn)提供射頻接地以增加射頻與中頻端口隔離度。</p><p>　　各終端開(kāi)路&短路線(xiàn)對(duì)不同頻率信號(hào)呈現(xiàn)的輸入阻抗模值如圖 3.7 所示：</p><p>　　180o@RF 終端短路

54、線(xiàn)阻抗模圖 90o@LO 終端開(kāi)路線(xiàn)阻抗模圖</p><p>　　圖3.7 各終端開(kāi)路&短路線(xiàn)對(duì)不同頻率信號(hào)呈現(xiàn)的輸入阻抗模圖</p><p><b>　　由上圖可知：</b></p><p>　　180o@RF終端線(xiàn)對(duì)本振信號(hào)高阻近似開(kāi)路，對(duì)射頻、中頻近似接地。</p><p>　　

55、90o@LO終端開(kāi)路線(xiàn)對(duì)射頻高阻近似開(kāi)路，對(duì)本振近似接地，對(duì)中頻呈現(xiàn)一定阻抗（百歐）。</p><p>　　90o@RF開(kāi)路線(xiàn)對(duì)中頻高阻近似開(kāi)路，對(duì)射頻低阻近似接地，由于本振回路已經(jīng)90o@LO終端開(kāi)路線(xiàn)接地，故不考慮。</p><p>　　3.3.3 理想匹配結(jié)構(gòu)分析</p><p>　　由3.3.2節(jié)可知分諧波混頻器可等效為三個(gè)（射頻、本振、中頻）理想二端口網(wǎng)絡(luò)

56、與混頻二極管對(duì)并聯(lián)結(jié)構(gòu)，如圖3.8所示：</p><p>　　圖3.8 分諧波混頻器等效結(jié)構(gòu)</p><p>　　當(dāng)射頻、本振、中頻網(wǎng)絡(luò)理想匹配時(shí)：其 S 參數(shù)矩陣各元素（設(shè)定各匹配網(wǎng)絡(luò)端口1連接混頻二極管對(duì)）如下：</p><p>　　1）本振網(wǎng)絡(luò)---本振頻率：S11=S22=0,S21=S12=1；其他頻率：S11=S22=1,S21=S12=0；</

57、p><p>　　2）中頻網(wǎng)絡(luò)---中頻：S11=S22=0,S21=S12=1；其他頻率：S11=S22=1,S21=S12=0；</p><p>　　3）射頻網(wǎng)絡(luò)---射頻：S11=S22=0,S21=S12=1；其他頻率：|S11|=S22=1,S21=S12=0。 （3.20）</p><p

58、>　　分諧波混頻器工作過(guò)程中，各次諧波的混頻分量（如鏡頻分量）亦由對(duì)管混頻產(chǎn)生并經(jīng)匹配網(wǎng)絡(luò)反射重新參與混頻，對(duì)分諧波混頻效果產(chǎn)生影響；由于射頻與各諧波混頻分量較為臨近，其網(wǎng)絡(luò)反射作用對(duì)混頻效果影響較大；為了分析射頻網(wǎng)絡(luò)的 S11 反射模角與變頻損耗的關(guān)系，引入ADS仿真模型，如圖3.9所示：</p><p>　　圖3.9 理想匹配網(wǎng)絡(luò)仿真模型</p><p>　　首先我們確定各次諧

59、波混頻分量為（4 次諧波分析）：</p><p>　　其中2.88GHz為中頻分量；88.48GHz為射頻與本振四次諧波的差頻，由于其為射頻信號(hào)相對(duì)于本振二次諧波的鏡像，稱(chēng)之為鏡頻，在射頻輸入電路中使鏡頻反射回二級(jí)管，使其重新參與本振混頻，如果相位適合，就能回收信號(hào)能量，減小變頻損耗，由于變頻損耗與混頻噪聲緊密相關(guān)（見(jiàn)噪聲分析），可知射頻匹配電路中要注意鏡頻能量的回收；其余分量對(duì)于變頻損耗并無(wú)較大影響；因此仿真圖

60、3.9所示電路，掃描射頻匹配電路對(duì)于鏡頻的反射模角（0度~360度），考察模角與變頻損耗的關(guān)系所得結(jié)果如下圖所示。</p><p>　　由上圖知當(dāng)S11模角為180度時(shí)，變頻損耗最大。</p><p>　　圖3.10 S11模角與變頻損耗的關(guān)系</p><p>　　我們可建立以下信號(hào)流圖分析其具體關(guān)系：</p><p>　　圖3.11 射

61、頻回路信號(hào)</p><p>　　可知當(dāng)S11 = 1∠( 360 n) n=0, ±1, ±2,L射頻匹配網(wǎng)絡(luò)對(duì)鏡頻全反射，鏡頻信號(hào)全反射入混頻二極管對(duì)參與二次混頻；此時(shí)變頻損耗為最小，當(dāng)S11=1∠ ( 360n + 180)；n=0, ±1, ±2 ,L鏡頻相對(duì)于射頻匹配網(wǎng)絡(luò)與入射波反射波彼此反相抵消，此時(shí)變頻損耗為最大。</p><p>　　綜

62、上所述，在設(shè)計(jì)三端口匹配電路時(shí)，一是要注意匹配，保證射頻、本振、中頻信號(hào)的有效吸收與傳輸；二要注意射頻匹配電路的鏡頻能量的回收問(wèn)題，主要通過(guò)鏡頻抑制帶通濾波器實(shí)現(xiàn)。</p><p>　　3.4 鏡頻抑制帶通濾波器設(shè)計(jì)</p><p>　　鏡頻抑制帶通濾波器是射頻匹配網(wǎng)絡(luò)中的重要電路。由3.3.3節(jié)理想匹配分析，引入鏡頻抑制帶通濾波器電路可改善分諧波混頻器變頻損耗及噪聲系數(shù)等指標(biāo)。</

63、p><p>　　3.4.1 帶通濾波器設(shè)計(jì)指標(biāo)</p><p>　?。?）中心頻率，通帶帶寬600MHz；</p><p>　　（2）96GHz及93GHz頻率點(diǎn)處衰減大于10dB；</p><p>　　（3）要求在鏡頻段即(87.9GHz~88.5GHz)插損大于20dB；</p><p>　　（4）輸入輸出阻抗為50。

64、微帶基片參數(shù)=2.2，基板厚度h=5mil。</p><p>　　3.4.2 設(shè)計(jì)步驟</p><p>　?。?）選擇標(biāo)準(zhǔn)低通濾波器參數(shù)。根據(jù)需要的衰減和波紋，選定濾波器類(lèi)型和合適參數(shù)：</p><p>　　根據(jù)93GHz、95GHz 頻率點(diǎn)衰減大于10dB的要求，確定此點(diǎn)的原型低通濾波器歸一化頻率為：</p><p>　　最大平坦的濾波器衰

65、減特性圖知當(dāng)濾波器階數(shù)N=3時(shí)滿(mǎn)足設(shè)計(jì)目標(biāo)；</p><p>　　最大平坦的3階原型低通濾波器元件參數(shù)為：</p><p>　　g1 =1，g 2 = 2，g3 =1， g4=1；</p><p>　　（2）確定歸一化帶寬，計(jì)算傳輸線(xiàn)的奇模、偶模特性阻抗：</p><p>　　根據(jù)濾波器特性對(duì)上下邊頻（，）以及中心頻率的要求可以確定</

66、p><p>　　我們根據(jù)帶寬指標(biāo)計(jì)算下列參數(shù)：</p><p>　　由上可知各節(jié)傳輸線(xiàn)奇模、偶模特性阻抗為：</p><p>　　（3）確定微帶電路實(shí)際尺寸：</p><p>　　傳統(tǒng)設(shè)計(jì)此步驟可通過(guò)查表與計(jì)算得出，實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，利用ADS無(wú)源電路設(shè)計(jì)工具，由傳輸線(xiàn)奇模、偶模特性阻抗可確定各節(jié)耦合微帶線(xiàn)尺寸，作為初值參與電路優(yōu)化，將濾波器設(shè)計(jì)目標(biāo)代

67、入優(yōu)化目標(biāo)，調(diào)整尺寸，仿真優(yōu)化，以達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)。</p><p>　　圖3.12 W頻段三階帶通濾波器仿真優(yōu)化原理圖</p><p>　　由圖 3.12 知兩優(yōu)化目標(biāo)為依據(jù)設(shè)計(jì)目標(biāo)的通帶內(nèi)散射矩陣參數(shù)指標(biāo)；各節(jié)耦合微帶線(xiàn)長(zhǎng)度近似為，優(yōu)化仿真結(jié)果圖如下</p><p>　　圖3.13 W波段三階帶通濾波器layout層S參數(shù)仿真結(jié)果圖</p><

68、;p>　　由上圖知，帶內(nèi)插損約2dB，鏡頻抑制大于15dB。</p><p>　　3.5 中頻低通濾波器設(shè)計(jì)</p><p>　　3.5.1 中頻低通濾波器設(shè)計(jì)指標(biāo)</p><p>　　（1）截止頻率（大于中頻頻率），通帶內(nèi)衰減波紋；</p><p>　?。?）阻帶處要求衰減；</p><p>　?。?）輸入輸出

69、傳輸線(xiàn)特性阻抗；</p><p>　?。?）要求本振頻率段與射頻段內(nèi)，衰減大于20dB；微帶基片參數(shù)=2.2，基板厚度h=5mil。</p><p>　　3.5.2 設(shè)計(jì)步驟</p><p>　?。?）確定濾波器階數(shù)N：</p><p>　　，由及，查0.2dB等波紋原型濾波器衰減特性圖直N=7。</p><p>　　

70、（2）確定原型濾波歸一化元件參數(shù)，并計(jì)算濾波器網(wǎng)路類(lèi)型確定元件實(shí)際值：</p><p><b>　　查表可知</b></p><p>　　選用電容輸入式梯型網(wǎng)絡(luò)，各元件真實(shí)值為：</p><p>　?。?）計(jì)算濾波器實(shí)際尺寸：</p><p>　　首先確定高低阻抗線(xiàn)特性阻抗?？紤]加工工藝，高阻線(xiàn)寬定為0.16mm其特性阻

71、抗為78，低阻線(xiàn)線(xiàn)寬定為 3.2mm，其特性阻抗通過(guò)ADS 微帶線(xiàn)阻抗計(jì)算工具求得為8.9,為電路優(yōu)化加速，將低阻微帶線(xiàn)寬設(shè)定為：1.5mm~3.2mm線(xiàn)寬的低阻抗段,相應(yīng)特性阻抗為17~8.9，計(jì)算各微帶尺寸：</p><p>　　（假令第1、7段特性阻抗為15）</p><p>　　將上述計(jì)算結(jié)果帶入電路各微帶線(xiàn)初值進(jìn)行優(yōu)化；將設(shè)計(jì)目標(biāo)帶入帶入優(yōu)化目標(biāo)進(jìn)行電路優(yōu)化，如下圖所示：<

72、/p><p>　　圖3.14 中頻低通濾波器仿真優(yōu)化原理圖</p><p>　　由圖可知最后各參數(shù)優(yōu)化結(jié)果近似理論計(jì)算值。S參數(shù)仿真結(jié)果如圖3.15所示：</p><p>　　圖3.15 中頻低通濾波器S參數(shù)仿真結(jié)果圖</p><p>　　由上圖可知中頻點(diǎn)2.88GHz，帶內(nèi)插損0.3dB，紋波約0.2dB；截止頻率20GHz。本振抑制與射頻

73、抑制均大于30dB。</p><p>　　3.6 三端口匹配設(shè)計(jì)</p><p>　　由3.3.3節(jié)可知理想匹配網(wǎng)絡(luò)可實(shí)現(xiàn)工作頻段無(wú)損耗的能量傳輸，全反射帶外頻率；由此匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)目標(biāo)設(shè)定為：匹配終端能量吸收最大化，盡可能減小端口反射。</p><p>　　3.6.1 三端口匹配指標(biāo)</p><p>　　混頻二極管擬選用SKYWORKS公司

74、DMK2308-000型對(duì)管，其串聯(lián)電阻為 Rs= 4，結(jié)電容。</p><p><b>　?。?）中頻端口：</b></p><p>　　匹配目標(biāo)定為帶負(fù)載中頻端口輸出功率最大化。</p><p>　?。?）射頻與本振端口：</p><p>　　射頻與本振端口匹配目標(biāo)定為工作頻段內(nèi)最小化插入損耗，兼顧阻抗匹配。<

75、/p><p>　　3.6.2 匹配設(shè)計(jì)步驟</p><p>　?。?）射頻與中頻端口選取特性阻抗為50微帶線(xiàn)，設(shè)定線(xiàn)長(zhǎng)范圍進(jìn)行優(yōu)化，將匹配目標(biāo)代入優(yōu)化目標(biāo)；</p><p>　?。?）本振端口選取短截線(xiàn)匹配網(wǎng)絡(luò)，設(shè)定微帶線(xiàn)尺寸范圍，將匹配目標(biāo)代入優(yōu)化目標(biāo)；</p><p>　　（3）應(yīng)用諧波平衡法仿真混頻器電路，得出優(yōu)化結(jié)果。</p>

76、<p>　　3.7 整體電路設(shè)計(jì)與仿真</p><p>　　分諧波混頻器具體電路如下圖所示：</p><p>　　圖3.16 分諧波混頻器仿真原理圖</p><p>　　TL1 為中頻、射頻及因混頻管非對(duì)稱(chēng)產(chǎn)生的直流分量提供接地; TL2提供本振接地;TL3、TL4 為射頻、中頻隔離微帶線(xiàn)；TL18 、TL19分別為射頻、中頻匹配微帶線(xiàn)；其余元件圖中

77、已描述。</p><p>　　3.7.1 變頻損耗與本振輸入功率關(guān)系</p><p>　　由3.1節(jié)可知，諧波混頻分量幅度與混頻管伏安特性參數(shù)及本振功率緊密相關(guān)設(shè)定工作頻率=94.5GHz,射頻輸入功率為-20dbm,本振輸入功率變化范圍（0dBm~20dB）,對(duì)圖3.15進(jìn)行4次諧波平衡仿真：</p><p>　　圖3.17 變頻損耗Vs本振功率</p>

78、;<p>　　仿真結(jié)果如上圖所示，本振取6~10dBm時(shí)，變頻損耗較小，當(dāng)本振功率小于6dBm、大于10dBm時(shí)，變頻損耗增大。</p><p>　　3.7.2 變頻損耗與射頻頻率關(guān)系</p><p>　　設(shè)定射頻頻率=變化范圍（94.24GHz~94.84GHz），射頻輸入功率取-20dBm，本振頻率GHz ,本振輸入功率設(shè)定為7dBm，對(duì)圖3.15 進(jìn)行4次諧波平衡仿真；

79、仿真結(jié)果如下圖所示，在工作頻段內(nèi)，變頻損耗約14dB。</p><p>　　圖3.18 變頻損耗Vs射頻頻率</p><p>　　3.7.3 變頻損耗與射頻輸入功率關(guān)系</p><p>　　設(shè)定工作頻率=94.5GHz，射頻輸入功率變化范圍（-40dBm~0dBm）本振功率設(shè)定為 7dBm；對(duì)圖3.15進(jìn)行4次諧波平衡仿真；仿真結(jié)果如下圖所示，可知在混頻器變頻損耗在

80、射頻輸入功率小于-10dBm時(shí)，近似相等（小于14dB）。</p><p>　　圖3.19 變頻損耗Vs射頻輸入功率</p><p>　　3.7.4 中頻頻譜分量</p><p>　　設(shè)定射頻頻率=94.5GHz，射頻輸入功率=-20dBm，本振頻率,本振輸入功率設(shè)定=7dBm, ；對(duì)圖3.15進(jìn)行4次諧波平衡仿真；中頻端口輸出頻譜如下圖所示：</p>

81、<p>　　圖3.20 中頻輸出端頻譜</p><p><b>　　可知：</b></p><p><b>　　混頻器變頻損耗：</b></p><p>　　中頻端口與射頻端口隔離度：</p><p>　　中頻端口與本振端口隔離度：</p><p>　　由上述分析

82、知分諧波混頻器變頻損耗約14dB。</p><p><b>　　4 中頻單元設(shè)計(jì)</b></p><p>　　中頻單元由低噪聲放大器和帶通濾波器組成。</p><p>　　低噪聲放大器是中頻組件的一個(gè)極其重要的環(huán)節(jié)，其噪聲指標(biāo)對(duì)整個(gè)中頻組件的噪聲指標(biāo)起決定性作用（詳見(jiàn)噪聲分析）；本章基于pHEMT晶體管ATF33x143對(duì)低噪聲放大器進(jìn)行了理論

83、分析，最后進(jìn)行了原理圖設(shè)計(jì)與結(jié)果仿真，考慮到單電源供電及高增益等優(yōu)點(diǎn)，電路擬采用Infineon公司雙極結(jié)晶體管BPF640進(jìn)行設(shè)計(jì)，并得出仿真結(jié)果。</p><p>　　由于低噪聲放大器在工作頻帶外電路穩(wěn)定性、轉(zhuǎn)換功率增益及噪聲等指標(biāo)都不盡人意，所以引入帶通濾波器對(duì)以抑制帶外信號(hào)以改善中頻單元各項(xiàng)指標(biāo)。</p><p>　　4.1 低噪聲放大器設(shè)計(jì)</p><p>

84、;　　4.1.1 低噪聲放大器理論分析</p><p><b>　　(1)穩(wěn)定性分析</b></p><p>　　微波晶體管放大器由于器件內(nèi)部 S12 的作用產(chǎn)生內(nèi)部反饋，可能使放大器工作不穩(wěn)定而導(dǎo)致放大器的自激，理論上分析放大器產(chǎn)生自激的條件是從放大器的輸入或輸出端是否等效有負(fù)阻來(lái)進(jìn)行判斷。根據(jù)放大器輸入阻抗與反射系數(shù)的模值關(guān)系，可寫(xiě)出表達(dá)式：</p>

85、<p><b>　?。?.1）</b></p><p>　　當(dāng)Rin<0時(shí)，>1,放大器自激。當(dāng)Rin>0時(shí)，<1,工作穩(wěn)定。同理，對(duì)放大器輸出端口，當(dāng)>1時(shí)，放大器工作不穩(wěn)定，<1 時(shí)，工作穩(wěn)定。通常根據(jù)穩(wěn)定性程度不同，可將其劃分為決對(duì)穩(wěn)定和潛在不穩(wěn)定兩類(lèi)；在< 1的條件下（一般器件均小于1）。</p><p>

86、　　穩(wěn)定性判別圓將平面分為圓內(nèi)和圓外兩個(gè)區(qū)域，其中包含原點(diǎn)的部分是穩(wěn)定區(qū)，另一部分為不穩(wěn)區(qū)；二端口網(wǎng)絡(luò)輸入輸出端絕對(duì)穩(wěn)定的充要條件為：</p><p><b>　　（4.2）</b></p><p>　　通常應(yīng)用幾何穩(wěn)定系數(shù)（μ系數(shù)）判定二端口網(wǎng)絡(luò)是否絕對(duì)穩(wěn)定；其物理意義為原點(diǎn)到輸入輸出穩(wěn)定圓的最近距離；當(dāng)μ>1時(shí)絕對(duì)穩(wěn)定：</p><p&g

87、t;<b>　?。?.3）</b></p><p>　　根據(jù)Vds=3V，Id=40mA, ATF-33x143的S參數(shù)模型，得出穩(wěn)定性判別圓圖及μ系數(shù)曲線(xiàn)如下：</p><p>　　圖4.1 輸入輸出穩(wěn)定性判別圓圖</p><p>　　圖4.2 K定系數(shù)及μ系數(shù)曲線(xiàn)</p><p>　　由圖可知，工作頻段內(nèi)為潛在不

88、穩(wěn)定，須附加穩(wěn)定電路改善其穩(wěn)定性。</p><p>　　(2)電路穩(wěn)定性改善手段</p><p>　　為了改善二端口網(wǎng)絡(luò)的穩(wěn)定性，考慮從不穩(wěn)定原因出發(fā)改善穩(wěn)定性。</p><p>　　1)當(dāng)Rin<0時(shí)，>1,放大器自激?？梢哉J(rèn)為不穩(wěn)定端口存在等效負(fù)阻，考慮在不穩(wěn)定端口添加串并聯(lián)電阻補(bǔ)償負(fù)阻（由于串聯(lián)電阻將產(chǎn)生附加熱噪聲，輸入端口熱噪聲會(huì)被放大，影響電路

89、噪聲指標(biāo)，宜避免在輸入端添加串聯(lián)電阻）[14]。</p><p>　　圖4.3 增加串并聯(lián)電阻提高穩(wěn)定性</p><p>　　圖4.4 增加串并聯(lián)電阻后輸入輸出穩(wěn)定性判別圓</p><p>　　由圖4.4可知此時(shí)二端口網(wǎng)絡(luò)處于絕對(duì)穩(wěn)定狀態(tài)，需要說(shuō)明的是輸出端口雖然通過(guò)串聯(lián)電阻提高了μ值，由于其產(chǎn)生附加熱噪聲及阻抗功率損耗，犧牲了噪聲系數(shù)和網(wǎng)絡(luò)增益指標(biāo)。</

90、p><p>　　2)通過(guò)增加網(wǎng)絡(luò)內(nèi)部負(fù)反饋抵消正反饋效應(yīng)；考慮在FET源極添加電感實(shí)現(xiàn)串聯(lián)負(fù)反饋。</p><p>　　圖4.5 S極串聯(lián)反饋電感</p><p>　　圖4.6 S極串聯(lián)不同反饋電感后穩(wěn)定系數(shù)曲線(xiàn)</p><p>　　由上圖可知通過(guò)增加串聯(lián)反饋電感可提高二端口網(wǎng)絡(luò)穩(wěn)定性，由于增加負(fù)反饋環(huán)節(jié)對(duì)網(wǎng)絡(luò)增益有一定影響，應(yīng)該根據(jù)系統(tǒng)的設(shè)

91、計(jì)指標(biāo)來(lái)合理添加串聯(lián)反饋，在高頻設(shè)計(jì)中采用微帶線(xiàn)等效反饋電感。</p><p><b>　　(3)噪聲分析</b></p><p>　　當(dāng)多級(jí)放大器級(jí)連時(shí)，有：</p><p><b>　?。?.4）</b></p><p>　　可見(jiàn)，級(jí)連系統(tǒng)的噪聲系數(shù)主要決定于前級(jí)低噪聲放大器的噪聲系數(shù)及增益；噪

92、聲系數(shù)的減低和增益的提高都會(huì)改善噪聲指標(biāo)。</p><p>　　將兩端口有噪網(wǎng)絡(luò)等效為一個(gè)無(wú)噪網(wǎng)絡(luò)再加上兩個(gè)噪聲電流源In1和In2，建立噪聲模型如圖4.7。</p><p>　　圖4.7 有噪兩端口網(wǎng)絡(luò)及等效表示法</p><p>　　根據(jù)公式推導(dǎo)，可以用轉(zhuǎn)換噪聲電壓Vn和轉(zhuǎn)換噪聲電流In得到如圖4.8的網(wǎng)絡(luò)模型。</p><p>　　圖

93、4.8 轉(zhuǎn)換的網(wǎng)絡(luò)模型在輸入端有噪聲源</p><p>　　定義噪聲系數(shù)F為網(wǎng)絡(luò)輸入口的SNR和網(wǎng)絡(luò)輸出口的SNR之間的比值，其噪聲模型如圖4.9。</p><p><b>　?。?.5）</b></p><p>　　圖4.9 用于噪聲系數(shù)計(jì)算的通用噪聲模型</p><p>　　利用資用功率增量，將和表示為和，則噪聲

94、系數(shù)可以表示為：</p><p><b>　?。?.6）</b></p><p>　　其中，Pni是放大器內(nèi)部產(chǎn)生的噪聲功率。上式經(jīng)過(guò)推導(dǎo)，可以得到常用的兩端口放大器的噪聲系數(shù)表達(dá)式：</p><p><b>　　（4.7）</b></p><p>　　其中，F(xiàn)min是最?。ㄗ罴眩┰肼曄禂?shù)，它與偏置

95、條件和工作頻率有關(guān)。如果器件沒(méi)有噪聲，則Fmin=1。和為最佳源導(dǎo)納、最佳源反射系數(shù)，當(dāng)時(shí)，可以得到噪聲系數(shù)的極小值。Rn為器件的等效噪聲電阻，一般給出歸一化等效噪聲電阻。是源導(dǎo)納的實(shí)部，。 </p><p>　　Fmin、Rn、Γopt 通?？梢詮木w管生產(chǎn)廠(chǎng)家提供的數(shù)據(jù)中查到，也可以通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)定。</p><p>　　由Agilent提供阿ATF33143 Vds=3V,I

96、d=40mA 偏置的S參數(shù)模型可得出其2.88GHz的噪聲系數(shù)為0.3dB、0.5dB、0.7dB、0.9dB的等噪聲系數(shù)圓圖及Fmin、Γopt。</p><p>　　圖4.10 ATF33x143 2.88GHz噪聲系數(shù)圓圖</p><p>　　由上圖可知當(dāng)Γs=0.303∠159.10時(shí)晶體管最小噪聲系數(shù)為0.518dB。</p><p>　　(4)最佳噪聲

97、匹配設(shè)計(jì)</p><p>　　由噪聲分析可知，為獲得放大器最小噪聲系數(shù)，為 Γs=Γopt時(shí)，F(xiàn)=Fmin ,此時(shí)從功率傳輸角度看是失配的，這種以最小噪聲系數(shù)出發(fā)設(shè)計(jì)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的方法，稱(chēng)為“最佳噪聲匹配”。</p><p>　　放大器的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)將源反射系數(shù)變換為為Γs=Γopt。而其輸出端匹配網(wǎng)絡(luò)按共軛匹配設(shè)計(jì)，即</p><p><b>　?。?.

98、8）</b></p><p>　　因此，放大器可以在實(shí)現(xiàn)最小噪聲前提下得到盡可能大的增益；當(dāng)放大器有一定頻帶要求時(shí)，只能爭(zhēng)取盡可能低而平坦的噪聲特性，同時(shí)還要兼顧帶內(nèi)增益及輸入輸出駐波比[15]。</p><p>　　4.1.2 電路設(shè)計(jì)與優(yōu)化仿真</p><p>　　(1)基于ATF33x143電路設(shè)計(jì)</p><p><

99、b>　　1）設(shè)計(jì)指標(biāo)及方法</b></p><p><b>　　設(shè)計(jì)指標(biāo) ：</b></p><p>　　低噪聲放大器，中心頻率為 2.88GHz,帶寬 200MHz,噪聲系數(shù)小于 0.8dB,轉(zhuǎn)換功率 增益大于10dB。</p><p><b>　　設(shè)計(jì)方法：</b></p><p&

100、gt;　　擬采用雙共軛匹配設(shè)計(jì)，在確保放大器獲得最大增益的同時(shí)兼顧噪聲系數(shù) 。</p><p><b>　　2）直流偏置設(shè)計(jì)</b></p><p>　　本偏置采用有源偏置電路，正負(fù)5V供電為L(zhǎng)NA提供Vds=3V,Ids=40mA,R4為負(fù)反饋電阻， 由于其負(fù)反饋環(huán)路的存在一定程度上可抑制過(guò)流，溫漂。</p><p>　　圖4.11 直流偏

101、置原理圖</p><p>　　3）輸入輸出端匹配電路設(shè)計(jì)</p><p>　　參考Agilent 2GHz低噪聲放大器Application Notes,輸入輸入匹配電路如下圖所示：</p><p>　　圖4.12 匹配電路原理圖</p><p>　　輸入匹配電路主要由 C9、TL24、TL21、C1、C2、R1構(gòu)成。</p>

102、<p>　　C9為隔直耦合電容，TL24為阻抗匹配微帶線(xiàn)，TL21為工作頻段信號(hào)提高高阻輸入；C1為高頻信號(hào)接地電容，R1為輸入端串聯(lián)穩(wěn)定電阻，C2為低頻接地電容，由于 R1,C2 的作用，放大器輸入低頻穩(wěn)定性能將有一定改善；輸出匹配電路主要由 R、TL23、TL22、R2、C3、C4、C5構(gòu)成；C5為隔直耦合電容，R 為輸出端串聯(lián)穩(wěn)定電阻，TL23 為輸出端阻抗匹配微帶線(xiàn)，TL22為工作頻段信號(hào)提供高阻；C4為高頻信號(hào)接地

103、電容，R2為輸出端串聯(lián)穩(wěn)定電阻，C4為低頻接地電容，由于R2,C3的作用，放大器輸出低頻穩(wěn)定性能將有一定改善；放大器源極接微帶線(xiàn)用以改善電路穩(wěn)定性以及噪聲指標(biāo)。</p><p>　　圖4.13 S參數(shù)及噪聲系數(shù)</p><p>　　由上圖可知，按照?qǐng)D4.12設(shè)計(jì)的輸入輸出匹配電路穩(wěn)定性及噪聲系數(shù)達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)，美中不足的是放大器工作頻段內(nèi)增益偏低，線(xiàn)性度較差，輸入輸出端口反射系數(shù)偏大，由于

104、此次為結(jié)構(gòu)仿真與實(shí)際工作電路有較大差距，其目的在于確定輸入輸出偏置電路的結(jié)構(gòu)。</p><p><b>　　4）電路優(yōu)化與仿真</b></p><p>　　實(shí)際工作電路仿真如下圖所示：</p><p>　　圖4.14 ATF33143實(shí)際工作電原理圖</p><p>　　優(yōu)化目標(biāo)針對(duì)工作頻段內(nèi)增益、輸入輸出端口反射系數(shù)

105、、穩(wěn)定系數(shù)及噪聲系數(shù)；優(yōu)化對(duì)象為微帶線(xiàn)參數(shù)及串并聯(lián)阻容值。</p><p>　　經(jīng)過(guò)電路優(yōu)化，各指標(biāo)有較大改善，如下圖所示：</p><p>　　圖4.15 優(yōu)化后S參數(shù)、穩(wěn)定系數(shù)及噪聲系數(shù)</p><p>　　由圖可知輸入輸出反射系數(shù)提高了 4~5個(gè)分貝，工作頻段內(nèi)增益大小以及線(xiàn)性度亦有一定改善；噪聲系數(shù)和系統(tǒng)穩(wěn)定性達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)。</p><

106、p>　　(2)基于BPF640電路設(shè)計(jì)</p><p>　　由上述知應(yīng)用ATF33x143設(shè)計(jì)低噪聲放大器須雙電源供電且在工作頻段內(nèi)增益較低，實(shí)際采用Infineon公司SiGe晶體管BPF640設(shè)計(jì)。</p><p>　　整體電路結(jié)構(gòu)參考2.6 GHz LNA設(shè)計(jì)，穩(wěn)定性增強(qiáng)電路與atf33143近似，輸入輸出極并聯(lián)電阻，晶體管射極接串聯(lián)反饋微帶，電路結(jié)構(gòu)如下圖所示：</p&

107、gt;<p>　　圖4.16 BPF640低噪聲放大器電原理圖</p><p>　　本電路采用3.3V單電源供電，晶體管直流工作點(diǎn)為Ic=7.38mA,Vce=2.86V。</p><p>　　圖4.17 BPF640工作直流偏置</p><p>　　經(jīng)過(guò)電路級(jí)仿真優(yōu)化，電路仿真結(jié)果如下圖所示：</p><p>　　圖4.1

108、8 BPF640低噪聲放大器電路優(yōu)化后S參數(shù)、穩(wěn)定系數(shù)及噪聲系數(shù)</p><p>　　由仿真結(jié)果可知工作頻段的轉(zhuǎn)換功率增益較 ATF33143提高了近10個(gè)分貝，電路在工作頻段內(nèi)處于絕對(duì)穩(wěn)定狀態(tài)，噪聲系數(shù)達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)，由于晶體管仿真采用的Spice模型不夠準(zhǔn)確，實(shí)測(cè)工作頻段內(nèi)增益為14分貝左右。</p><p>　　4.2 中頻帶通濾波器設(shè)計(jì)</p><p>　　

109、4.2.1 Hairpin型帶通濾波器工作原理</p><p>　　Hairpin型帶通濾波器由平行耦合微帶線(xiàn)帶通濾波器變換而來(lái)（具體結(jié)構(gòu)如圖4.19 所示），其2~N階四分之一波長(zhǎng)并聯(lián)諧振回路與耦合微帶線(xiàn)帶通濾波器近似，這里僅分析插入式并聯(lián)諧振回路,并聯(lián)諧振模型如下圖所示[16]：</p><p>　　圖4.19 hairpin結(jié)構(gòu)示意圖</p><p>　　圖

110、4.20 插入式并聯(lián)諧振模型</p><p>　　Y為輸入端口導(dǎo)納，其插入點(diǎn)距離終端斷路點(diǎn)距離分別為l1 、l 2；可知：</p><p>　　終端開(kāi)路輸入導(dǎo)納為：</p><p>　　經(jīng)歸一化，輸入導(dǎo)納為：</p><p><b>　　令</b></p><p><b>　　當(dāng)時(shí)，&

111、lt;/b></p><p>　　由上式可知此時(shí)終端斷路并聯(lián)雙線(xiàn)可等效為一并聯(lián)諧振回路。</p><p>　　4.2.2 Hairpin 型帶通濾波器設(shè)計(jì)</p><p><b>　　(1)設(shè)計(jì)指標(biāo):</b></p><p>　　中心頻率2.88GHz, 通帶（2.75GHz~3.00GHz）,帶內(nèi)紋波小于0.5d

112、B，=2.5GHz，=3.25GHz 時(shí)衰減值大于20dB,輸入輸出傳輸線(xiàn)特性阻抗為50。</p><p><b>　　(2)設(shè)計(jì)步驟：</b></p><p>　　1）確定濾波器類(lèi)型及最小階數(shù)：</p><p><b>　　歸一化頻率</b></p><p>　　由查等波紋原型濾波器阻帶衰減特性曲

113、線(xiàn)知N>10，不易實(shí)現(xiàn)。查0.5dB切比雪夫?yàn)V波器衰減特性知N=7可滿(mǎn)足20dB衰減要求。</p><p>　　2）設(shè)定諧振器尺寸初值：</p><p>　　單節(jié)諧振器采用50歐姆特性阻抗設(shè)計(jì)，其線(xiàn)寬由ADS軟件LineTools工具箱計(jì)算得出；設(shè)定單臂長(zhǎng)度L在（493mil~642mil）范圍內(nèi)優(yōu)化；兩諧振臂距離設(shè)定為60mil（拉開(kāi)距離以減小兩諧振臂自耦合效果）；設(shè)定前后級(jí)插入位

114、置以θ =為優(yōu)化初值。</p><p>　　3）設(shè)定優(yōu)化目標(biāo)，進(jìn)行參數(shù)優(yōu)化：</p><p>　　將設(shè)計(jì)目標(biāo)代入優(yōu)化目標(biāo)，增加輸入輸出反射系數(shù)指標(biāo)通帶內(nèi)S11<-20dB；進(jìn)行參數(shù)優(yōu)化；仿真優(yōu)化電路如下圖所示：</p><p>　　圖4.21 7階hairpin型帶通濾波器優(yōu)化仿真原理圖</p><p><b>　　4）仿真

115、優(yōu)化結(jié)果：</b></p><p>　　經(jīng)過(guò)電路優(yōu)化仿真，二端口S參數(shù)仿真結(jié)果如下圖所示：</p><p>　　圖4.22 帶通濾波器電原理圖S參數(shù)仿真結(jié)果</p><p>　　由上圖可知通帶與阻帶隔離度近40dB,帶內(nèi)紋波亦小于0.5dB,仿真結(jié)果達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)。</p><p><b>　　5 仿真及測(cè)試結(jié)果<

116、/b></p><p>　　5.1 BPF640低噪聲放大器測(cè)試結(jié)果</p><p>　　圖5.1 低噪聲放大器幅頻特性</p><p>　　5.2 W頻段分諧波混頻器級(jí)聯(lián)原理圖與仿真</p><p>　　W波段分諧波混頻組件及中頻組件級(jí)聯(lián)，端口阻抗均設(shè)定為50歐姆，輸入射頻取94.24GHz,射頻輸入功率設(shè)定為-20dBm,本振頻率

117、取45.68GHz,本振輸入功率取7dBm;對(duì)級(jí)聯(lián)電路進(jìn)行6階諧波平衡仿真，得出混頻器、帶通濾波器、低噪聲放大器輸出端頻譜如圖5.3所示：</p><p>　　圖5.2 級(jí)聯(lián)仿真電原理圖</p><p>　　圖5.3 射頻低端六階諧波平衡仿真結(jié)果</p><p>　　輸入射頻取94.752GHz,射頻輸入功率設(shè)定為-20dBm,本振頻率取 45.936GHz,本

118、振輸入功率取 7dBm;對(duì)級(jí)聯(lián)電路進(jìn)行6階諧波平衡仿真,結(jié)果如下圖：</p><p>　　圖5.4 射頻高端六階諧波平衡仿真結(jié)果</p><p>　　由仿真可知分諧波混頻器與LNA級(jí)聯(lián)后增益約為3~4dB，為提高增益，考慮通過(guò)提高分諧波混頻器中頻匹配度及增加低噪聲放大器級(jí)數(shù)以實(shí)現(xiàn)。</p><p><b>　　6 結(jié)論</b></p&g