版權(quán)說明:本文檔由用戶提供并上傳,收益歸屬內(nèi)容提供方,若內(nèi)容存在侵權(quán),請(qǐng)進(jìn)行舉報(bào)或認(rèn)領(lǐng)
文檔簡介
1、<p><b> 摘要</b></p><p> 目前,集成PWM開關(guān)電源已在通訊、電子計(jì)算機(jī)等領(lǐng)域獲得了廣泛應(yīng)用。為適應(yīng)便攜式電子產(chǎn)品對(duì)電源提出的性能要求,開關(guān)電源必須以高效率、高精度、小體積為主要方向發(fā)展。采用平均電流控制的PWM開關(guān)電源具有比較高的控制精度,與其它采用電壓、電流雙閉環(huán)控制的開關(guān)電源一樣,需要采取措施保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性,并在穩(wěn)定性和瞬態(tài)特性之間進(jìn)行折中[20]
2、。本文從系統(tǒng)的重要傳遞函數(shù)分析入手,探討如何設(shè)計(jì)一個(gè)能穩(wěn)定工作,并保持瞬態(tài)響應(yīng)足夠快的基于平均電流控制的PWM降壓開關(guān)電源系統(tǒng)。具體設(shè)計(jì)流程為:首先推導(dǎo)出工作于CCM下降壓開關(guān)電源功率級(jí)的主要傳遞函數(shù),建立起適用于該系統(tǒng)的完整的復(fù)頻域框圖,最后,通過Simulink的建模、分析,完成系統(tǒng)級(jí)設(shè)計(jì)[1]。為驗(yàn)證系統(tǒng)設(shè)計(jì)的結(jié)果,本文采用esmch0.6u m工藝,對(duì)控制電路的主要模塊進(jìn)行了電路設(shè)計(jì),并由這些模塊構(gòu)建起系統(tǒng)。Hspice仿真結(jié)果
3、表明,該系統(tǒng)能穩(wěn)定運(yùn)行,并滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)的要求。</p><p> 關(guān)鍵詞::開關(guān)電源;電壓控制模式;電流控制模式;補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò);仿真</p><p><b> Abstract</b></p><p> Integrated PWM switching power supplies have been widely used in</p
4、><p> communication systems,computers,etc.Motivated by portable applications thatdemand high performance,switching Power supplies are developed mainly aimingto high efficiency,high precision and small size.<
5、;/p><p> With high precision,average current mode controlled PWM DC—DC</p><p> converters need measures to guarantee stable operation,which means to trade offbetween stability and quick transitio
6、n response,as other current controlled ones.This article researches on how to design a stable ACM PWM buck converter withquick transition response through analyzing main transfer functions of the system.Design procedure
7、is as below:the first step’is to derive main transfer functions ofpower stage;and then to set up a complete small-signal model in complexfrequency domain;fiIlally,t</p><p> Key words:Switching power supplie
8、s average current modemodeling Systematic des</p><p><b> 目錄</b></p><p><b> 緒論</b></p><p> 本文的研究背景及意義</p><p> 尋求新型能源、實(shí)現(xiàn)潔凈無污染且可再生發(fā)電,是人類社會(huì)持續(xù)健康發(fā)
9、展的迫切需求。在過去的幾十年中,新型能源如太陽能、風(fēng)能、核能、燃料電池等的開發(fā)取得了顯著成就。作為可再生能源的一種,太陽能具有資源豐富、開發(fā)方便、清潔無污染等優(yōu)點(diǎn),光伏發(fā)電作為太陽能發(fā)電的主要應(yīng)用形式,已成為一種重要的分布式發(fā)電技術(shù)[11]。光伏發(fā)電受光照和溫度等外界條件的影響較大,其功率輸出具有較強(qiáng)的波動(dòng)性與間歇性,給電能質(zhì)量和電網(wǎng)調(diào)度帶來了很大的挑戰(zhàn),因此實(shí)際中通常配備一定的儲(chǔ)能裝置組成光伏-蓄電池混合發(fā)電系統(tǒng),改善系統(tǒng)動(dòng)態(tài)和靜態(tài)特
10、性特性。對(duì)電力用戶而言,光伏-蓄電池混合發(fā)電系統(tǒng)保證光伏電池在負(fù)荷波動(dòng)較快和較大的情況下運(yùn)行在穩(wěn)定的輸出水平,改善輸出電壓和系統(tǒng)頻率,提高用戶電能質(zhì)量;對(duì)電網(wǎng)企業(yè)而言,原先不可調(diào)度的分布式發(fā)電作為可調(diào)度機(jī)組單元運(yùn)行,有利于電網(wǎng)調(diào)度管理;對(duì)可再生能源發(fā)電企業(yè)而言,其自身有義務(wù)對(duì)自身輸出功率作出預(yù)測(cè),并提前通知電網(wǎng)公司。如果預(yù)測(cè)誤差較大,將會(huì)受到處罰,所以發(fā)電企業(yè)可以通過配置一定形式和容量的儲(chǔ)能,保證實(shí)際輸出功率值與上報(bào)的功率預(yù)測(cè)值吻合,提
11、高發(fā)電企業(yè)經(jīng)濟(jì)效益。</p><p> 太陽能蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)涉及的控制主要包括最大功率點(diǎn)跟蹤、光伏電池升壓控制、蓄電池充放電控制和逆變器控制,本文主要研究并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)前級(jí)升壓DC-DC的變換。為使后級(jí)逆變器能順利并網(wǎng),在兩級(jí)的發(fā)電系統(tǒng)中需要有一級(jí)升壓的DC/DC變換裝置.用來為后級(jí)的逆變環(huán)節(jié)提升電壓;并在較寬的燃料電池輸出范圍內(nèi).保持逆變環(huán)節(jié)輸入電壓的穩(wěn)定,滿足并網(wǎng)要求。開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù),控制
12、開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時(shí)間比率,維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源,開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制IC和MOSFET構(gòu)成[4]。它經(jīng)過開關(guān)調(diào)整管、開關(guān)變壓器、穩(wěn)壓控制電路、激勵(lì)脈沖產(chǎn)生電路對(duì)直流電壓進(jìn)行DC-DC開關(guān)變換,產(chǎn)生各種所需的穩(wěn)定直流電壓輸出。</p><p> 1.2 國內(nèi)外研究現(xiàn)狀</p><p> 由于受本國能源的限制,日本政府非常重視可再生能源(如風(fēng)能和太陽能)的
13、利用,其希望能夠加大各種可再生能源在本國能源結(jié)構(gòu)中的比例,以減少對(duì)化石能源的依賴。但這些可再生能源的間歇性所造成的功率波動(dòng)降低了其輸出的電能質(zhì)量和供電可靠性。而太陽能蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)能夠整合各種分布式電源的優(yōu)勢(shì),通過儲(chǔ)能裝置實(shí)現(xiàn)能量輸出與負(fù)載之間的功率平衡。</p><p> 近年來,蓄電池技術(shù)不斷發(fā)展,產(chǎn)品日臻成熟[17]。起動(dòng)電池結(jié)構(gòu)逐步優(yōu)化升級(jí),免維護(hù)蓄電池廣泛使用、仍然是民用交通運(yùn)輸裝備的重要電源裝置
14、,為我國成為世界主要汽車生產(chǎn)國起到重要支撐作用。經(jīng)過20多年的發(fā)展,免維護(hù)和密封蓄電池技術(shù)進(jìn)步取得了巨大成就,使蓄電池不僅在交通運(yùn)輸、軍事國防等傳統(tǒng)領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用,而且被廣泛應(yīng)用與太陽能光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、通信電源、電力變配電系統(tǒng)、鐵路、船舶通訊、起動(dòng)、照明電源、UPS電源中。技術(shù)進(jìn)步推動(dòng)了蓄電池行業(yè)的快速發(fā)展,使其成為新興的朝陽產(chǎn)業(yè)之一。</p><p> 目前,美國幾家高級(jí)DC/DC制造商已經(jīng)在高功率密度
15、的DC/DC中使用了小型微處理器的技術(shù)。首先它可以取代很多模擬電路,減少了模擬元件的數(shù)量,它可以取代窗口比較器 、檢測(cè)器、鎖存器等完成電源的起動(dòng)、過壓保護(hù)、欠壓鎖定、過流保護(hù)、短路保護(hù)及過熱保護(hù)等功能。現(xiàn)在,采用DSP數(shù)字信號(hào)處理器參與脈寬調(diào)制,最大、最小占空比控制、頻率設(shè)置、降頻升頻控制、輸出電壓的調(diào)節(jié)等工作,以及全部保護(hù)功能的DC/DC變換器已經(jīng)問世。這就是使用TI公司的TSM320L2810控制的開關(guān)電源是全數(shù)字化的電源,這時(shí)DC
16、/DC的數(shù)字化進(jìn)程就真正地實(shí)現(xiàn)了。</p><p> 下面介紹幾個(gè)世界著名DC/DC開發(fā)制造商的產(chǎn)品特色。 1. Galaxy pwr公司 世界頂級(jí)、全橋自動(dòng)復(fù)位硬開關(guān)ZVSZCS同步整流。全部工作用微控制器MCU控制,效率94~95%。2. Synqor兩級(jí)并聯(lián),Buck+雙互補(bǔ)forward同步整流微控制器,PWM IC和MCU IC控制,效率92~93%。3. Glary第三代有源箱位,雙互補(bǔ)fo
17、rward并聯(lián),同步整流,效率92%,功率密度240W/in3,1/4磚250W。4. DIDT二次側(cè)PWM控制的初級(jí)半橋及全橋。ZVS,ZCS同步整流,效率91%。5. Ericsson全橋硬開關(guān)ZVS,ZCS同步整流,效率93%。6. VICOR第一代有源箱位,大功率輸出高功率密度,89%效率。 7. Artesyn互補(bǔ)有源箱位Push-pull,效率90%,自偏置同步整流。8. TYCO有源箱位forward,同步整流,
18、世界DC/DC的主導(dǎo)商,世界標(biāo)準(zhǔn)的創(chuàng)立者。 9. Lambda有源箱位P-溝MOSFET有源箱位,自偏置同步整流。10. IPD公司第二代有源箝位自偏置同步整流效率90.5%。</p><p> 1.3 論文的主要研究內(nèi)容</p><p> 設(shè)計(jì)蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng),了解蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu),并對(duì)系統(tǒng)前級(jí)的直流-直流電力轉(zhuǎn)換部分進(jìn)行建模仿真設(shè)計(jì),發(fā)電系統(tǒng)前級(jí)直流-直流變換器輸入源
19、為蓄電池,電壓范圍為350-430V,直流-直流變換器輸出電壓由用戶通過CAN總線控制,電壓變化范圍為540-600V,輸出功率10kw,電壓紋波<1%。設(shè)計(jì)直流變換電路,研究PWM控制技術(shù),建立系統(tǒng)模型并仿真;研究電網(wǎng)入網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn),為使后級(jí)逆變器能順利并網(wǎng),設(shè)計(jì)控制器,使直流電源輸出符合逆變并網(wǎng)要求的直流電壓。 </p><p> 要求完成的主要任務(wù):</p><p> 1、完成不
20、少于2萬印刷符,且與選題相關(guān)的英文文獻(xiàn)翻譯工作</p><p> 2、查閱相關(guān)文獻(xiàn)資料(論文參考文獻(xiàn)不低于中文13篇,英文2篇)</p><p><b> 撰寫開題報(bào)告</b></p><p> 掌握蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)及并網(wǎng)原理,完成系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)</p><p> 根據(jù)系統(tǒng)要求,完成直流-直流變換主電
21、路和控制電路的硬件設(shè)計(jì),主要器件的參數(shù)選型。 </p><p> 6、根據(jù)并網(wǎng)要求,完成的控制器的控制策略設(shè)計(jì)。</p><p> 7、MATLAB建模并完成系統(tǒng)仿真</p><p><b> 繪制圖紙>3張</b></p><p> 9、提交設(shè)計(jì)說明書,不少于10000漢字</p><
22、p> 2 蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)</p><p> 2.1 蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖</p><p> 圖1為蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖。光伏陣列和蓄電池分別通過DC/DC 變換器接于公共直流母線,然后經(jīng)由一個(gè)三相全橋逆變器接入交流電網(wǎng)。</p><p><b> 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如下:</b></p><
23、;p> 圖2-1 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖</p><p> 2.2. DC/DC升壓電路設(shè)計(jì)</p><p> 大功率DC/DC變換器主電路拓?fù)溆泻芏喾N,諸如雙管正激式、推挽式、半橋式和全橋式等。全橋形式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電流電壓應(yīng)力小,變壓器利用率高,而且全橋型DC/DC變換電路既具有半橋型DC/DC變換器中開關(guān)管截止時(shí)極間所承受的電壓較推挽型電路低的特點(diǎn),又具有推挽型電路所具有
24、的輸出電壓高、輸出功率大的優(yōu)點(diǎn)。因此,全橋電路在大功率DC/DC變換器中應(yīng)用比較多[4]。 </p><p> 本文變壓器主電路采用全橋DC/DC變換電路,其主電路如圖2-2所示[20]。在此電路中,橋路相對(duì)邊上的一對(duì)開關(guān)管是同時(shí)導(dǎo)通和同時(shí)截止的。該結(jié)構(gòu)電路穩(wěn)定工作時(shí)候,兩組對(duì)角的開關(guān)管在前后半個(gè)開關(guān)管周期內(nèi)交替關(guān)斷,將電能傳送到變壓器副邊,通過PWM調(diào)制控制輸出電壓。</p><p&
25、gt; 圖2-2 全橋DC/DC電路結(jié)構(gòu)圖</p><p> 在此電路中,當(dāng)晶體管Q1、Q4或Q2/Q3被驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通時(shí),變壓器原邊繞組兩端的電壓等于電源的輸入電壓Ui。當(dāng)兩組對(duì)角的開關(guān)管在前后半個(gè)開關(guān)管周期內(nèi)交替導(dǎo)通關(guān)斷時(shí),在高頻變壓器原邊繞組兩端便產(chǎn)生幅值為Ui的正負(fù)方波脈沖電壓。此脈沖通過高頻變壓器傳遞到副邊,再經(jīng)整流二極管整流,儲(chǔ)能電感L及電容濾波后向負(fù)載供電。此電路副邊的輸出回路不僅在電路形式上和降壓
26、型DC/DC變換器主電路一樣,而且工作原理也完全相同。</p><p> 圖2-3 全橋DC/DC變換器整流輸出電壓uo、濾波電路電壓uc、電流iL的波形圖</p><p> 全橋變換器的輸出直流電壓的紋波頻率為開關(guān)頻率的2倍。每個(gè)開關(guān)管承受的最大電壓為。</p><p> 在CCM條件下,全橋變換器的輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為。</p>&l
27、t;p> 式中N為變壓器的變比,D為晶體管的導(dǎo)通占空比。</p><p> 全橋DC/DC變換器整流輸出電壓uo、濾波電路電壓uc、電流iL的波形圖如圖2-3所示。</p><p> 2.3 DC/AC逆變單元</p><p> 逆變器單元最常見的有半橋和全橋逆變電路?;旧纤械哪孀冸娐范疾捎眠@兩種中的一個(gè)作為逆變電路。半橋逆變電路只有2個(gè)開關(guān)管一
28、級(jí)主流側(cè)的兩個(gè)電容組成。其電路及控制方法簡單易于控制。但它的主要缺點(diǎn)在于輸出交流側(cè)的幅值僅為直流側(cè)的一半,且需要兩個(gè)電容串聯(lián),工作時(shí)還需要控制兩個(gè)電容器電壓均衡。開關(guān)管承受的電流,電壓應(yīng)力大,損害高,在采用SPWM時(shí),只能工作于同頻方式。而全橋逆變電路則是有兩對(duì)橋臂組成,可以看成是兩個(gè)半橋并聯(lián)組合而成。它有4個(gè)開關(guān)管,所承受的電壓電流應(yīng)力也小,損耗也小,控制方式靈活。全橋逆變主電路結(jié)構(gòu)如圖2-4所示[6]。</p><
29、;p> 圖2-4 單相全橋逆變電路拓?fù)鋱D</p><p> 2.4 CAN總線介紹</p><p> 3 主電路元器件參數(shù)的設(shè)計(jì)和選擇</p><p> 本論文主要對(duì)蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)前級(jí)DC/DC模塊進(jìn)行分析設(shè)計(jì)。</p><p> 設(shè)計(jì)要求: 輸入電壓范圍為350-430V,輸出電壓范圍為540-600V,輸出功率10
30、kw,電壓紋波<1%。</p><p> 3.1 主電路元器件參數(shù)的計(jì)算</p><p> 由2.2節(jié)分析可知,晶體管承受的峰值電壓,晶體管最大集電極電流。</p><p> 整流二極管最高反向電壓</p><p> 式中N為變壓器的原副邊變比,</p><p> 整流二極管最大電流。</p&g
31、t;<p> 根據(jù)輸入,輸出電壓,則電路的增益范圍為1.251.71。由輸出輸入電壓間的關(guān)系可知。又由于輸入輸出電壓增益、磁元件的匝比大小、輸入電流紋波大小、所有功率元件的電壓、電流應(yīng)力大小均與等效占空比D有關(guān)。并且當(dāng)D過小時(shí),將影響之后閉環(huán)調(diào)節(jié)的調(diào)節(jié)范圍。占空比D太大會(huì)使電壓紋波增大,所以必須同時(shí)確定合適的D和n。</p><p> 根據(jù)前面分析,加于輸出回路的方波脈沖的周期為T/2,整流級(jí)電
32、壓的頻率是開關(guān)頻率的2倍。由圖2-2可以看出,輸出電壓可調(diào)的全橋型DC/D變換器開關(guān)電源的兩個(gè)控制開關(guān)VT1、VT2的占空比必須小于0.5,開關(guān)電源電源才能正常工作;當(dāng)要求輸出電壓可調(diào)范圍為最大時(shí),占空比最好取值為0.25。合理選擇變壓器的匝比,使占空比在適當(dāng)?shù)姆秶鷥?nèi)是完成設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。</p><p> 分析幾種不同匝比對(duì)電路的影響,然后選擇最佳匝數(shù)比。本文變壓器匝數(shù)比選擇1:3,D在之間變化。</p&g
33、t;<p> 整流級(jí)電壓的頻率是開關(guān)頻率的2倍。而且,在全橋等典型變換器中,很容易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),因此可以適當(dāng)?shù)靥岣唛_關(guān)頻率,從而大大減小濾波元件LC的乘積值。本文在參數(shù)設(shè)計(jì)中,PWM變換器的開關(guān)頻率選擇為f=100kHz。</p><p> 3.2 輸出濾波電路電感參數(shù)的計(jì)算 </p><p> 由于本系統(tǒng)是大功率開關(guān)功率放大器,要得到滿意的濾波效果,就需要 L 的值比
34、較大,而大電感的體積比較大,使電路笨重而且成本也較高,因此可以通過使用較小的 L、C 來完成濾波工作,并且可以達(dá)到良 好的濾波效果。</p><p> 圖2-3c為輸出電感電流的波形,其為三角斜波形狀,且斜波中點(diǎn)電流值等于直流輸出電流Io。在設(shè)計(jì)變換器輸出濾波電感時(shí),電感選擇應(yīng)保證直到輸出最小規(guī)定電流時(shí),電感電流也保持連續(xù)。根據(jù)參考文獻(xiàn)[20],由全橋電路的特點(diǎn),可推算出濾波電感最小電感量</p>
35、<p><b> 代入數(shù)據(jù)解得</b></p><p> 考慮裕量,本文選電感值為200。</p><p> 3.3 輸出濾波電容的設(shè)計(jì)</p><p> 濾波電容的選擇必須滿足輸出紋波的要求。根據(jù)變換器的工作過程,電容器充、放電的電荷以及充、放電的時(shí)間和正、負(fù)電壓紋波值??傻猛扑愠鰹V波電容的最小電容值</p>
36、<p> 式中:Io是流過負(fù)載的電流,f為開關(guān)頻率,為輸出電壓的波紋電壓。波紋電壓一般都取峰-峰值。,根據(jù)本文設(shè)計(jì),。</p><p><b> 代入數(shù)據(jù)解得</b></p><p><b> 考慮裕量,本文取。</b></p><p> 實(shí)際上電容并非理想電容,它可以等效等效為等效串聯(lián)電阻(ESR)
37、R0與等效串聯(lián)電感(ESL)L0與其串聯(lián)。在約300kHZ或500kHZ以下頻率L0可以被忽略,輸出紋波僅由R0和C0決定。由R0決定的紋波分量與(I2-I1)成正比,而由C0決定的紋波分量與流過C0電流的積分成正比,兩者相位不同。但考慮到最惡劣的情況,假設(shè)它們同相疊加。而通常是選擇合適的R0來滿足輸出紋波電壓峰峰值,本文取。</p><p> 3.4 主功率管的選擇</p><p>
38、 3.4.1 開關(guān)管的選擇</p><p> 本文直流升壓環(huán)節(jié)選用IGBT作為功率開關(guān)管來構(gòu)成全橋電路。由于輸入直流電壓最大值為430V,由2.1節(jié)分析可知,晶體管承受的峰值電壓 ,晶體管最大集電極電流。根據(jù)經(jīng)驗(yàn),此升壓電路功率開關(guān)管選用艾德塞公司的IXGN200N60,其最高集射電壓為600V,額定電流為2000A[8]。</p><p> 3.4.2 輸出整流二極管的選擇&l
39、t;/p><p> 本文電源的開關(guān)頻率為100kHz,對(duì)于本電路而言,輸出整流二極管最高反向電壓,在整流管開關(guān)時(shí),有一定的電壓振蕩,因此要考慮裕量,可以選用1300V的整流二極管。整流二極管在理想狀態(tài)下,流過的最大電流等于輸出最大電流18.52A,考慮占空比引起的電流增加和一定的安全余量,可以選用20A的整流二極管。此升壓模塊采用的是IXYS公司的DSEI30的超快速恢復(fù)二極管,額定電壓是600V,額定電流是37A
40、[8]。</p><p> 3.4.3 換向二極管的選擇</p><p> 換向二極管應(yīng)選快恢復(fù)型的二極管,其反向耐壓應(yīng)高于開關(guān)管所承受的最高電壓430V。</p><p> 3.5 串聯(lián)電容C值的確定</p><p> 電容C的作用是用來進(jìn)一步增強(qiáng)電路的抗不平衡能力,防止由于開關(guān)管的特性差異而造成變壓器磁心飽和。電容C可用下式計(jì)
41、算:</p><p> 式中為C3兩端電壓變化量,一般取的。</p><p><b> 代入數(shù)據(jù)解得</b></p><p> 考慮裕量,并且使電路的抗不平衡性更好,可以選擇。</p><p> 3.6 高頻變壓器的選擇</p><p> 在變壓器隔離型的DC/DC變換器中,高頻功率變
42、壓器的設(shè)計(jì)是電源變換器設(shè)計(jì)中非常重要的環(huán)節(jié),其設(shè)計(jì)好壞直接影響到變換器的可靠性、效率、質(zhì)量等性能指標(biāo)。高頻功率變壓器在DC/DC變換器電路中具有電壓變換、能量傳輸、電氣隔離等幾項(xiàng)主要功能,設(shè)計(jì)時(shí)需綜合考慮功率密度、功率損耗、漏電感和寄生電容等指標(biāo)。而且變壓器功率的選擇要通過相應(yīng)的計(jì)算來合理選擇。</p><p> 3.7 主電路仿真</p><p> 根據(jù)上述計(jì)算出的參數(shù),連接主電路
43、圖如下:</p><p> 圖3-1 主電路的接線圖</p><p> 圖中兩個(gè)“Pulse Generator”模塊,幅值設(shè)為1,周期設(shè)為。其中一個(gè)滯后0s,其輸出加在開關(guān)管1和4的門極,另外一個(gè)之后設(shè)為S,其輸出加在開關(guān)管2和3的門極。</p><p> 3.7.1 調(diào)節(jié)占空比得到的不同的輸出電壓</p><p> 當(dāng)輸入電壓
44、取不同值時(shí),調(diào)節(jié)占空比,可以使輸出電壓在一個(gè)穩(wěn)定值。當(dāng)輸入電壓一定時(shí),調(diào)節(jié)占空比,可以得到不同的輸出電壓。下面仿真不同占空比時(shí)電感電壓、電感電流、負(fù)載電阻電壓的波形。</p><p> (1)輸入電壓為350V,占空比為0.21時(shí),仿真得到的波形如下:</p><p> 用Workspace畫出的圖</p><p> 圖3-2 全橋變換器仿真波形</p
45、><p> 使用Workspace作出負(fù)載兩端電壓的波形如圖3-2(b)所示,輸出電壓穩(wěn)定后的值為533.5V。</p><p> (2)輸入電壓為350V,占空比為0.25時(shí),得到的仿真波形如圖3-3所示。</p><p> (b) 用Workspace畫出的負(fù)載兩端電壓波形圖</p><p> 圖3-3 仿真波形圖</p&
46、gt;<p> 使用Workspace作出負(fù)載兩端電壓的波形如圖3-3(b)所示,輸出電壓穩(wěn)定后的值為574.5V。</p><p> 恒定占空比,L值不同時(shí)對(duì)輸出電壓的影響</p><p> 輸入電壓為350V,占空比恒定為D=0.28時(shí),L值分別取、和時(shí),輸出電壓的波形如下圖所示。</p><p> 圖3-4 L取時(shí),輸出電壓波形<
47、/p><p> 圖3-5 L取時(shí),輸出電壓波形</p><p> 圖3-6 L取時(shí),輸出電壓波形</p><p> 圖3-4、圖3-5和圖3-6分別給出了電感值為、、時(shí),負(fù)載上得到的輸出電壓波形。比較可得:L取值越大,則電壓超調(diào)量越小,電壓紋波系數(shù)越小,但電壓建立需要的時(shí)間越長;反之,L值越小,則電壓建立需要的時(shí)間越短,但電壓超調(diào)量增大,電壓紋波系數(shù)也增大。當(dāng)
48、L值過小時(shí),系統(tǒng)不能維持CCM狀態(tài)。</p><p> 基于以上的仿真結(jié)果分析,本設(shè)計(jì)電感L取值為。</p><p> RL取不同值時(shí),輸出電壓瞬態(tài)響應(yīng)分析</p><p> 輸入電壓為350V,占空比恒定為D=0.28,輸出電感時(shí),RL取不同值時(shí)輸出電壓瞬態(tài)響應(yīng)如下圖所示。</p><p> 圖3-7 RL=29Ω時(shí),輸出電壓波形
49、</p><p> 圖3-8 R=32Ω時(shí),輸出電壓波形</p><p> 圖3-9 R=36Ω時(shí),輸出電壓波形</p><p> 由上圖比較可知:RL取值越大,則電壓超調(diào)量大,電壓紋波系數(shù)越大,但電壓建立需要的時(shí)間越短;反之,RL值越小,則電壓建立需要的時(shí)間越長,但電壓超調(diào)量減小,電壓紋波系數(shù)也減小。</p><p> 輸入電壓
50、不同時(shí),輸出電壓瞬態(tài)響應(yīng)</p><p> 當(dāng)占空比恒定為D=0.25,輸出電感時(shí),RL取30Ω時(shí),輸入電壓取不同值時(shí),輸出電壓波形分析如下。</p><p> 圖3-10 輸入電壓為350V時(shí)的輸出波形</p><p> 圖3-11 輸入電壓為370V時(shí)的輸出波形</p><p> 圖3-12 輸入電壓為400V時(shí)的輸出波形&
51、lt;/p><p> 4 DC/DC變換器控制方法研究</p><p> PWM控制方式在重載范圍內(nèi)具有轉(zhuǎn)換效率高、噪聲低和紋波小等優(yōu)點(diǎn),成為目前的主流技術(shù)?;诿}寬調(diào)制(Pulse Width Modulation)控制的開關(guān)電源系統(tǒng),功率開關(guān)的動(dòng)作受一個(gè)頻率固定、且脈寬隨負(fù)載及輸入電壓值而變動(dòng)的脈沖波所控制。即開關(guān)管導(dǎo)通的頻率固定,而每次的導(dǎo)通時(shí)間受負(fù)載和輸入電壓的控制。開關(guān)電源通過
52、調(diào)節(jié)占空比d達(dá)到維持輸出電壓的基本穩(wěn)定。</p><p> 采用PWM控制方式的開關(guān)電源,其控制電路又分兩種:電壓模式(Voltage Mode)控制和電流模式(Current Mode)控制[19]。電壓控制模式僅利用輸出電壓作為反饋控制信號(hào),系統(tǒng)中只存在一個(gè)電壓反饋環(huán)路;電流控制技術(shù)指同時(shí)采用電流和負(fù)載電壓作為控制信號(hào),其中電感電流或負(fù)載電流反饋構(gòu)成內(nèi)環(huán)控制,而負(fù)載電壓反饋構(gòu)成外環(huán)控制,實(shí)現(xiàn)雙閉環(huán)控制。脈沖
53、頻率調(diào)帶1](Pulse Frequency Modulation)的開關(guān)電源系統(tǒng)和PWM系統(tǒng)都可采用CM控制,由于CM控制技術(shù)可在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)對(duì)負(fù)載電壓和電感電流(或負(fù)載電流)變化的響應(yīng),它比VM控制技術(shù)具有更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和更優(yōu)越的電壓調(diào)整特性。本文僅討論采用CM控制技術(shù)的PWM開關(guān)電源,它具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、增益帶寬大、濾波電感小等優(yōu)點(diǎn)。峰值電流模式(Peak Current Mode)控制和平均電流模式(AverageCurre
54、nt Mode)控制是電流型PWM開關(guān)電源的兩種控制方式,ACM在PCM的基礎(chǔ)上發(fā)展而來。</p><p> 全橋DC/DC變換電路可以看作兩個(gè)buck變換器的并聯(lián),所以全橋DC/DC變換電路可簡化為如圖4-1所示的等效隔離型BUCK電路,系統(tǒng)的小信號(hào)模型可以簡化為一個(gè)平均電流模式控制的BUCK變換器。</p><p> 圖4-1 全橋變換器的等效隔離型BUCK電路圖</p&g
55、t;<p> 電壓控制型PWM開關(guān)電源</p><p> 電壓控制型buck變換器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖4-2所示。它是一個(gè)單環(huán)自動(dòng)調(diào)節(jié)系統(tǒng),這種控制方式簡單,穩(wěn)定,易于設(shè)計(jì),也可以保證很好的穩(wěn)壓精度[9]。</p><p> 圖4-2 具有反饋環(huán)的buck變換器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖</p><p> 工作過程如下:當(dāng)控制電路輸出一個(gè)高電平后,功率開
56、關(guān)導(dǎo)通,主電路向輸入電源汲取能量;反之,功率開關(guān)斷開,停止向輸入電源汲取能量。控制電路由控制器,PWM比較器,時(shí)鐘電路和觸發(fā)器組成。其中,控制器是由電壓采樣網(wǎng)絡(luò)和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)組成,輸出電壓經(jīng)過電壓采樣網(wǎng)絡(luò)得到HV與參考電壓Vref比較后產(chǎn)生誤差信號(hào)Ve作為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸入。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的作用有兩個(gè):(1)對(duì)這個(gè)誤差信號(hào)進(jìn)行放大,為PWM比較器提供一個(gè)控制信號(hào)Vc(t);(2)對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行適當(dāng)?shù)姆群拖辔谎a(bǔ)償,滿足系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)。</
57、p><p> 由圖4-2可推導(dǎo)出電壓控制型buck變換器控制系統(tǒng)閉環(huán)方框圖如圖4-3所示。</p><p> 圖4-3 電壓控制型buck變換器控制系統(tǒng)閉環(huán)方框圖</p><p> 4.2 峰值電流控制PWM開關(guān)電源</p><p> 峰值電流控制模式是指用電壓控制器的輸出信號(hào)(ic(t))或Vcp(icRS)作為控制量,用開關(guān)管電流的
58、峰值 (is(t))作為反饋量。反饋量、控制量與功率級(jí)組成電流內(nèi)環(huán)的控制模式,其作用是使得開關(guān)管的電流峰值 (is(t))跟隨控制量(ic(t))變化。在峰值電流控制模式中占空比受多個(gè)變量—控制量,變換器中電感值,輸入電壓以及輸出電壓等諸多量的控制。因此,與平均電流控制模式相比更為復(fù)雜。</p><p> 圖4-4給出了一個(gè)峰值電流控制型開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)原理框圖。窄脈沖時(shí)鐘信號(hào)與Rs觸發(fā)器的S端相連。當(dāng)時(shí)鐘脈沖到來
59、時(shí),使得觸發(fā)器置“1”,通過驅(qū)動(dòng)電路令開關(guān)導(dǎo)通。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通后,續(xù)流二極管D1關(guān)斷。在此期間,開關(guān)管的電流is(t)等于電感電流iL(t)。在開關(guān)管導(dǎo)通期間,電感電流以斜率m1上升,它由電感L,輸入電壓Vg和輸出電壓V共同決定。當(dāng)is(t)=ic(t)時(shí),模擬比較器輸出為1,令RS觸發(fā)器置“0”,通過驅(qū)動(dòng)電路關(guān)斷開關(guān)管,續(xù)流二極管D1導(dǎo)通,電感電流開始下降。</p><p> 峰值電流控制模式的主要優(yōu)點(diǎn)是具有良
60、好的動(dòng)態(tài)特性和減小或消除了橋式變換器和推挽變換器中變壓器的偏置(或飽和)問題。缺點(diǎn)是is(t)和ic(t)的抗干擾能力差,為了消除開關(guān)過程產(chǎn)生的減肥干擾,要對(duì)開關(guān)管的電流進(jìn)行必要的濾波處理,人工斜坡補(bǔ)償技術(shù)也是消除噪音干擾的有效手段。</p><p> 圖4-4 峰值電流控制型開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)原理框圖</p><p> 4.3 平均電流模式全橋DC/DC變換器系統(tǒng)設(shè)計(jì)</p>
61、<p> 在平均電流控制中,通常選取電感的電流作為反饋信號(hào)。由于電感電流中含有較大的直流分量,所以一般不使用電流互感器,通常采用直接串聯(lián)電阻或霍爾電流傳感器。圖4-5是平均電流控制模式的原理電路,采樣電阻RS兩端的電壓直接反映了電感電流的大小。</p><p> 圖4-5 平均電流控制模式buck型變換器的原理電路</p><p> 平均電流控制可通過在電流控制環(huán)路中
62、增加具有積分補(bǔ)償作用的電流控制器來實(shí)現(xiàn),電流控制器又可稱為電流誤差放大器。在圖3-4中,CA及其外圍電容和電阻元件組成了單極點(diǎn)-單零點(diǎn)電流控制器。VA是電壓控制器。在每個(gè)開關(guān)周期,電流誤差放大器的同相輸入端電壓反映了平均電流設(shè)定值的大小,電流取樣電阻RS檢測(cè)到的電壓信號(hào)反映電感電流的實(shí)際值,并送入電流控制器的反相輸入端。C1用來產(chǎn)生高頻極點(diǎn),增強(qiáng)電路對(duì)高頻噪聲的抑制能力;C2,R2及R1實(shí)現(xiàn)比例積分運(yùn)算。反饋信號(hào)的交流成分經(jīng)電流控制器放
63、大后與PWM比較器的另一個(gè)輸入信號(hào)(鋸齒波VR)相比較產(chǎn)生占空比的增量。通過合適選取電路參數(shù),可保證控制電路的穩(wěn)定性和快速性。</p><p> 如圖4-6所示為平均電流型控制的原理電路圖。控制電路包含兩個(gè)負(fù)反饋環(huán)路:內(nèi)環(huán)為由電流檢測(cè)放大器、電流調(diào)節(jié)器、占空比調(diào)制器和功率級(jí)組成</p><p> 的電流控制環(huán);外環(huán)則是包含了電阻分壓器、誤差放大器、電流調(diào)節(jié)器、占空比調(diào)制器和功率級(jí)的電壓
64、控制環(huán)。</p><p> 圖4-6 平均電流模式PWM開關(guān)電源系統(tǒng)</p><p> 比較圖4-4和圖4-6知,ACM與PCM的不同在于,ACM在電流環(huán)中引入了一個(gè)</p><p> 高增益的電流誤差放大器。在每個(gè)開關(guān)周期,電流誤差放大器的同相輸入端電壓Vc反映了平均電流設(shè)定值的大小,電流取樣電阻R。檢測(cè)到的電壓信號(hào)反映電感電流的實(shí)際值,并送入電流調(diào)節(jié)器的
65、反相輸入端。CcLl用來產(chǎn)生高頻極點(diǎn),增強(qiáng)電路對(duì)高頻噪聲的抑制能力;CcL2、RcL2及RcLl實(shí)現(xiàn)比例積分運(yùn)算。通過合適選取電路參數(shù),可保證控制電路的穩(wěn)定性和快速性。與PCM技術(shù)比,ACM控制有許多優(yōu)點(diǎn),它具有高增益的電流放大器,平均電流可以精確的跟蹤電流設(shè)定值;噪聲抑制能力強(qiáng):無需斜坡補(bǔ)償,在開關(guān)頻率附近限定電流環(huán)路增益即可使系統(tǒng)穩(wěn)定:可用在任意電路拓?fù)渖稀?lt;/p><p> 在平均電流控制模式中,電流補(bǔ)償
66、網(wǎng)絡(luò)輸出電壓Vca的最大值超過鋸齒波的峰值Vr時(shí)出現(xiàn)阻塞現(xiàn)象或電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸出電壓的波形不與鋸齒波相交,導(dǎo)致諧波瞬態(tài)不穩(wěn)定。為了避免上述問題,需要要求PWM比較器的兩個(gè)輸入信號(hào)的斜率滿足斜坡匹配標(biāo)準(zhǔn),即被放大的電感電流的下降斜率不能超過鋸齒波的上升斜率,否則PWM比較器將不能正常工作。</p><p> 4.4 雙環(huán)開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)的等效分析法</p><p> 平均電流控制模式是一個(gè)高
67、階復(fù)雜網(wǎng)絡(luò),需采用合適的分析方法,使設(shè)計(jì)更方便,本文采用雙環(huán)等效分析方法,具體實(shí)現(xiàn)如下:先設(shè)計(jì)電流環(huán),設(shè)計(jì)電流環(huán)的截止頻率要大于電壓環(huán)的截止頻率,之后,將電流環(huán)與負(fù)載看成一個(gè)新的等效功率級(jí),作為電壓環(huán)的控制對(duì)象,再設(shè)計(jì)電壓控制環(huán),電壓環(huán)的截止頻率就是系統(tǒng)的截止頻率。其等效功率級(jí)電路和等效單環(huán)系統(tǒng)如圖4-7和圖4-8所示。</p><p> 圖4-7 雙環(huán)控制系統(tǒng)的等效功率級(jí)電路</p><
68、p> 圖4-8 等效的單環(huán)系統(tǒng)</p><p> 4.4.1 電流控制器及設(shè)計(jì)</p><p> 由3.7節(jié)仿真結(jié)果可知輸出電壓,電流的紋波都滿足要求,但是電壓電流的穩(wěn)定值不滿足要求且超調(diào)量較大。為了使控制對(duì)象的輸出電壓保持穩(wěn)定,需要引入一個(gè)負(fù)反饋環(huán)。一般說來,只要使用一個(gè)高增益的反相放大器,就可以達(dá)到是控制對(duì)象輸出電壓穩(wěn)定的目的,但就一個(gè)實(shí)際系統(tǒng)而言,對(duì)于負(fù)載的突變,輸入
69、電壓的突升或突降,高頻干擾等不同的情況,需要系統(tǒng)能夠穩(wěn),準(zhǔn),快地做出合適的調(diào)節(jié),這樣就需要設(shè)計(jì)出合理的控制器,用控制器來改造控制對(duì)象的特性。</p><p> 參考資料[12]可知,常見的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)有單極點(diǎn),具有增益限制的單極點(diǎn),單極點(diǎn)-單零點(diǎn),雙極點(diǎn)-雙零點(diǎn)四種,對(duì)于雙重極點(diǎn)控制對(duì)象,其合適的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)有單極點(diǎn)和雙極點(diǎn)-雙零點(diǎn)兩種。</p><p> 電流控制器由運(yùn)放和電阻電容網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成,
70、本文選用單極點(diǎn)-單零點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)作為電流控制器,圖4-9給出了增設(shè)單極點(diǎn)-單零點(diǎn)的PI網(wǎng)絡(luò)電路圖。 </p><p> 圖4-9 單極點(diǎn)-單零點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)</p><p> 由圖可得,它獨(dú)立作用時(shí)的傳遞函數(shù):</p><p><b> 式中,</b></p><p><b> 中頻段的增益:</b
71、></p><p> 1、電流環(huán)路增益?zhèn)鬟f函數(shù)</p><p> 在平均電流控制技術(shù)中,電流環(huán)的穩(wěn)定性通過限定電流調(diào)節(jié)器的中頻增益大小獲得,電壓環(huán)的穩(wěn)定性由電壓調(diào)節(jié)器引入合適的零、極點(diǎn)獲得。斜坡信號(hào)僅用于產(chǎn)生變化的占空比信號(hào),而不是為使系統(tǒng)穩(wěn)定而引入的電流補(bǔ)償斜率,這一點(diǎn)類似于VM控制技術(shù),即斜坡信號(hào)的斜率與系統(tǒng)穩(wěn)定性無關(guān)。因此,在采用ACM控制的PWM系統(tǒng)中,斜坡信號(hào)斜率的選擇
72、比較自由。斜坡信號(hào)的頻率等于開關(guān)頻率,為100kHz。選擇斜坡幅值選擇時(shí),只要保證其值在PWM比較器允許的輸入電壓范圍內(nèi)即可,本設(shè)計(jì)選取VM=5V,則斜坡信號(hào)斜率。</p><p> 調(diào)節(jié)器中頻增益的大小避免系統(tǒng)發(fā)生次諧波振蕩,從而保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。在開關(guān)管關(guān)斷的時(shí)段內(nèi),電感電流以速率/L線性下降,由于電流調(diào)節(jié)器的反相端輸入信號(hào)也為線性下降,則電流調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)是上升的。設(shè)上升速率為,斜坡信號(hào)以斜率線性上升。
73、為避免發(fā)生次諧波振蕩,此時(shí)應(yīng)保持即,即</p><p> 則變換器電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的最大增益為</p><p><b> =</b></p><p> 低頻零點(diǎn)設(shè)置于截止頻率前,高頻極點(diǎn)設(shè)置在截止頻率之后,保證頻帶寬度。</p><p> 低頻零宜設(shè)置在的十分頻以內(nèi),即</p><p> 高
74、頻極點(diǎn)宜設(shè)置在頻率以外,即</p><p><b> 取,。</b></p><p> 則電流環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)為 </p><p> 將高頻極點(diǎn)設(shè)置在開關(guān)頻率處,則補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的增益</p><p> 一般應(yīng)保證電阻值在幾至幾十千歐。取,由上式可計(jì)算得出,,。</p><p> 設(shè)定電流
75、調(diào)節(jié)器參數(shù)后,用MATLAB軟件仿真得電流環(huán)路增益?zhèn)鬟f函數(shù)Bode圖如圖4-10所示。</p><p> 圖4-10 電流環(huán)路增益?zhèn)鬟f函數(shù)的頻率特性</p><p> 在電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)過程中,避免開關(guān)電源產(chǎn)生次諧波振蕩,保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性是第一位的。在此前提下,應(yīng)盡可能獲得比較寬的電流環(huán)路增益的截止頻率。以及盡可能提高電流環(huán)路在低頻段的增益。</p><p>
76、 為了便于推導(dǎo)由電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸出到電流采樣電阻兩端電壓的小信號(hào)傳遞函數(shù),在上述假定條件下,由統(tǒng)一小信號(hào)模型以及電流控制環(huán)可以得到等效電路如圖4-11所示。</p><p> 圖4-11 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)等效小信號(hào)模型</p><p> PWM調(diào)制器的傳遞函數(shù)為</p><p><b> 補(bǔ)償前的傳遞函數(shù)</b></p><
77、;p> 可得到電流控制換的開環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p> 用MATLAB仿真電流控制換的開環(huán)傳遞函數(shù)得到電流補(bǔ)償后,電流環(huán)頻率特性如圖4-12所示。由圖可知穿越頻率為32.9KHz,相位裕量為63度,開環(huán)是穩(wěn)定的。</p><p> 圖4-12 變換器電流控制開環(huán)傳遞函數(shù)的頻率特性</p><p> 4.4.2 等效功率級(jí)設(shè)計(jì)</p>
78、<p> 在設(shè)計(jì)電壓控制器時(shí)整個(gè)控制環(huán)可視為控制對(duì)象的一個(gè)環(huán)節(jié),所以求取電流控制環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)是一個(gè)關(guān)鍵問題。電流環(huán)閉環(huán)方框圖如圖4-13所示。</p><p> 圖4-13 電流環(huán)閉環(huán)框圖</p><p> 設(shè)電流采樣網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為。如果電流采樣器為電阻,則傳遞函數(shù)。</p><p><b> 功率級(jí)的傳遞函數(shù)為</b&
79、gt;</p><p> 由圖3-11得到電流控制環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p> 根據(jù)參考文獻(xiàn)[20],采用雙極點(diǎn)模型近似逼近:</p><p> 用MATLAB軟件仿真得到閉環(huán)頻率特性如圖4-14所示。由圖可知電流閉環(huán)控制系統(tǒng)的穿越頻率為41KHz,相角裕度為55度,電流閉環(huán)系統(tǒng)是穩(wěn)定的。</p><p> 圖4-14 閉環(huán)
80、頻率特性</p><p> 等效功率級(jí)是由電流控制環(huán)及其負(fù)載組成,其框圖如圖4-15所。</p><p> 圖4-15 等效功率級(jí)</p><p> 電流控制環(huán)的負(fù)載是由輸出電容和負(fù)載組成的網(wǎng)絡(luò),如圖4-16所示,輸出濾波電容的等效串聯(lián)電阻,由上節(jié)3.3可知。C為輸出濾波電容,R為負(fù)載。</p><p> 圖4-16 等效負(fù)載&l
81、t;/p><p><b> 的表達(dá)式為</b></p><p><b> 式中:;。</b></p><p><b> 代入數(shù)據(jù)解得</b></p><p> 則等效功率級(jí)的傳遞函數(shù)為</p><p> 用MATLAB軟件仿真得等效功率級(jí)的幅頻特性
82、如圖4-17所示。由圖可知等效功率級(jí)是不穩(wěn)定的,要合理設(shè)置電壓調(diào)節(jié)器后才能獲得穩(wěn)定的特性。</p><p> 圖4-17 等效功率級(jí)的幅頻特性</p><p> 4.4.3 電壓控制器的設(shè)計(jì)</p><p> 因?yàn)榈刃Чβ始?jí)具有3個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn),需增加兩零點(diǎn)抵消相應(yīng)的極點(diǎn),用圖4-18所示的雙極點(diǎn)-雙零點(diǎn)的PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)作為設(shè)計(jì)的電壓控制器。</p&
83、gt;<p> 圖4-18 雙極點(diǎn)-雙零點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)</p><p> 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為</p><p><b> 式中,,,,</b></p><p> 令第一個(gè)極點(diǎn)抵消等效功率的ESR零點(diǎn),則有 ;</p><p><b> 設(shè)置第一個(gè)零點(diǎn)</b></p>
84、<p> 在上述兩個(gè)條件下的開環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p> 令第二個(gè)零點(diǎn)抵消電流環(huán)的一個(gè)極點(diǎn),;</p><p> 為了減小第二個(gè)極點(diǎn)的影響,令。這樣還可以增加高頻段的衰減率。</p><p> 利用控制對(duì)象在穿越頻率處的開環(huán)傳遞函數(shù)的幅值為1,則</p><p><b> 解得</b><
85、/p><p> 根據(jù)以上設(shè)計(jì)可得, , , ,</p><p> 假設(shè),代入上面式中可得,,,。</p><p> 在以上設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上,開環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p> 將這些數(shù)據(jù)和其他的相應(yīng)數(shù)據(jù)帶入開環(huán)傳遞函數(shù),得</p><p> 圖4-19 開環(huán)傳遞函數(shù)的仿真結(jié)果圖</p><p&g
86、t; 用MATLAB對(duì)上式進(jìn)行數(shù)值仿真,仿真結(jié)果如圖4-19所示。由圖可見:</p><p> ?。?)在低頻段,幅頻特性的下降斜率為-20dB/dec,系統(tǒng)的靜態(tài)誤差等于零。</p><p> ?。?)在中頻段,幅頻特性以-20dB/dec斜率下降并穿越0dB線的頻段。因?yàn)橹蓄l段的寬度h與系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性密切相關(guān)。寬度h愈大,相位裕度愈大。穿越頻率ωc與系統(tǒng)的上升時(shí)間,調(diào)節(jié)時(shí)間以及超調(diào)
87、量等動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)密切相關(guān)。穿越頻率愈大,系統(tǒng)響應(yīng)速度愈快但超調(diào)量愈大。另外,對(duì)于開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng),過高的穿越頻率可能導(dǎo)致高頻開關(guān)頻率及其諧波和寄生振蕩引起的高頻分量得不到有效的抑制。因此,在理想的中頻段特性中,需要加一個(gè)以-40dB/dec斜率下降的頻段,達(dá)到降低中頻段增益以限制過高的穿越頻率。圖3-18所示的中頻段幅頻特性滿足上述要求,系統(tǒng)有足夠的相頻裕度,所以電壓控制環(huán)一定是穩(wěn)定的。</p><p> ?。?)在
88、高頻段,幅頻特性的下降斜率大于或等于-40dB/dec,系統(tǒng)具有較強(qiáng)的抗干擾能力。</p><p> 4.5 PID算法實(shí)現(xiàn)與仿真</p><p> 近些年里,PID 調(diào)節(jié)控制技術(shù)已經(jīng)成為了工業(yè)系統(tǒng)中最通用的控制方法,通過利用 PID 控制技術(shù),可以很容易的控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能和暫態(tài)性能,并達(dá)到穩(wěn)定運(yùn)行的要求,而且它的算法較為簡單、易于實(shí)現(xiàn)、系統(tǒng)可靠性高,即根據(jù)系統(tǒng)的誤差,利用比例、積
89、分、微分計(jì)算出控制量進(jìn)行控制的[14]。</p><p> 目前,很多 PID 控制器的參數(shù)都是通過經(jīng)驗(yàn)法設(shè)計(jì)后,在實(shí)際調(diào)試進(jìn)行最后的參數(shù)整定;或是通過不斷的試湊去設(shè)計(jì) PID 控制器的參數(shù)。因此,按這些方法設(shè)計(jì)出的 PID 控制器并沒有與控制系統(tǒng)建立直接算數(shù)關(guān)系,其參數(shù)的選擇具有相當(dāng)?shù)木窒扌?,在特定的環(huán)境下,PID 控制器不能起到良好的控制調(diào)節(jié)作用。對(duì)于這種情況,我們可以用極點(diǎn)配置的方法進(jìn)行 PID 控制器的
90、設(shè)計(jì),設(shè)計(jì)出一個(gè) PI 調(diào)節(jié)器,這種方法在可以通過簡易的算法來良好的控制輸出波形,是一種被逆變器工業(yè)產(chǎn)品所廣泛采用的一種調(diào)節(jié)方法。</p><p> 4.5.1 PID各控制環(huán)節(jié)的作用</p><p> PID 控制器各控制環(huán)節(jié)的作用如下:</p><p> (1) 比例(P)控制</p><p> 比例控制是一種最簡單的控制方式,
91、代表了現(xiàn)在的系統(tǒng)信息,反映了系統(tǒng)的輸出信號(hào)與輸入誤差信號(hào) e (t ) 成比例的關(guān)系。若系統(tǒng)產(chǎn)生誤差,比例控制器可以立即校正偏差,使控制過程反應(yīng)迅速。</p><p> (2) 積分(I)控制</p><p> 積分控制代表了過去的系統(tǒng)信息,反映了系統(tǒng)的輸出信號(hào)與輸入誤差信號(hào) e (t )的積分成正比關(guān)系。在一個(gè)自動(dòng)控制系統(tǒng)中,若系統(tǒng)在進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后,穩(wěn)態(tài)誤差仍然存在,則稱這個(gè)控制系統(tǒng)是有
92、差系統(tǒng)。為使控制系統(tǒng)的控制特性良好,使有差系統(tǒng)變?yōu)闊o差系統(tǒng), 必須在控制器中引入積分控制環(huán)節(jié),用來消除穩(wěn)態(tài)誤差,改善系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)特性。</p><p> (3) 微分(D)控制</p><p> 微分控制代表了未來的系統(tǒng)信息,反映了系統(tǒng)的輸出與輸入誤差信號(hào) e (t ) 的微分成正比關(guān)系。由于自動(dòng)控制系統(tǒng)中存在的慣性環(huán)節(jié),會(huì)抑制誤差,使慣性環(huán)節(jié)的變化 總是落后于誤差的變化。解決的辦法是在
93、控制器中加入微分控制環(huán)節(jié),這樣可以預(yù)測(cè)誤差的變化,從而提前使抑制誤差的作用等于零,甚至為負(fù)值,克服了振蕩,減小了被控量的超調(diào)。因此對(duì)具有慣性環(huán)節(jié)或滯后的被控對(duì)象的情況,正確的利用微分控制器能有效地提高系統(tǒng)在調(diào)節(jié)過程中的穩(wěn)定性,加快系統(tǒng)的過渡過程。</p><p> 4.5.2 PI參數(shù)設(shè)計(jì)與調(diào)整</p><p> 在各類工業(yè)產(chǎn)品的設(shè)計(jì)中,PI 調(diào)節(jié)器被廣泛的用于各閉環(huán)控制系統(tǒng),相較
94、PID調(diào)節(jié)器,PI 調(diào)節(jié)器在良好的完成誤差反饋校正的同時(shí),可以保證系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差進(jìn)一步減小,直到等于零,而且在數(shù)字控制系統(tǒng)中算法比較容易實(shí)現(xiàn),方便程序調(diào)節(jié)。本課題的閉環(huán)控制系統(tǒng)采用比例積分(PI)調(diào)節(jié)器,可以使系統(tǒng)在進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后無穩(wěn)態(tài)誤差。</p><p> 在參數(shù)設(shè)計(jì)中,極點(diǎn)所含有的三個(gè)變量對(duì)系統(tǒng)控制的影響十分明顯,自然頻率ωn 、阻尼比ζ 、正常數(shù) n。它們對(duì)系統(tǒng)控制的影響為:輸出電壓穩(wěn)態(tài)誤差隨著ωn 變大、
95、ζ 變大而減小,且ωn 影響明顯,而 n 影響不大;系統(tǒng)對(duì)負(fù)載擾動(dòng)抑制能力隨著ωn 變大、n 變大、ζ 變大而增強(qiáng),ωn 、ζ 影響明顯[39]。</p><p> 對(duì)于電流控制環(huán),由4.4可得 PI 控制器的傳遞函數(shù)為:</p><p> 由圖4-10可知,該傳遞函數(shù)的穿越頻率為,根據(jù)自動(dòng)控制原理所學(xué)知識(shí)可知,其等效傳遞函數(shù)為,可得出控制系統(tǒng)的 PI 參數(shù)為: </p>
96、<p><b> ,。</b></p><p><b> 5 MPPT控制</b></p><p> 6 系統(tǒng)建模與仿真</p><p> 在MATLAB上對(duì)整個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行建模,電路連接圖如下:</p><p><b> 6.2 仿真結(jié)果</b>&l
97、t;/p><p><b> 7 結(jié)論</b></p><p><b> 文獻(xiàn)翻譯</b></p><p><b> 文獻(xiàn)翻譯見附件</b></p><p><b> 參考文獻(xiàn)</b></p><p> [1]林飛,杜欣.電力
98、電子應(yīng)用技術(shù)的MATLAB仿真.北京:中國電力出版社,2008</p><p> [2]林渭勛.現(xiàn)代電力電子電路.杭州:浙江大學(xué)出版社,2002</p><p> [3]陳堅(jiān).電力電子學(xué)—電力電子變換和控制技術(shù).北京:高等教育出版社,2002</p><p> [4]辛尹波,陳文清.開關(guān)電源基礎(chǔ)與應(yīng)用.西安:西安電子科技大學(xué)出版社,2009</p>
99、<p> [5]林中.電力電子變換技術(shù).重慶:重慶大學(xué)出版社,2007</p><p> [6]王兆安,黃俊.電力電子技術(shù)(第四版).北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2000</p><p> [7]楊素行.模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)(第三版).北京:高等教育出版社,2005</p><p> [8]陳治明.電力電子器件基礎(chǔ) .北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2001<
100、;/p><p> [9]薛永義,王淑英,何希才.新型電源電路應(yīng)用實(shí)例.北京:電子工業(yè)出版社,2000</p><p> [10]李宣江.開關(guān)電源的設(shè)計(jì)與應(yīng)用.西安:西安交通大學(xué)出版社,2004</p><p> [11]趙爭鳴,劉政建,孫曉瑛等.太陽能光伏發(fā)電及其應(yīng)用[M].北京:科學(xué)出版社,2005</p><p> [12] 蔡宣三.
101、開關(guān)電源的頻域分析與綜合(II)電源世界[J],2002(10)</p><p> [13]周志敏.開關(guān)電源實(shí)用技術(shù).北京:人民郵電出版社,2005</p><p> [14] 陶永華.新型PID控制及其應(yīng)用.北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2002</p><p> [15] Jingang Han, Tianhao Tang, Yao Xu, et al. Desi
102、gn of Storage System for a Hybrid Renewable Power System[C]//Proceeding of 2009 2nd Conference on Power Electronics and Intelligent Transportation System. 2009: 67-70.</p><p> [16] A M O Haruni, A Gargoom,
103、M E Haque, et al. Dynamic Operation and Control of a Hybrid Wind-Diesel Stand Alone Power Systems[C]//Proceeding of IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition. 2010: 162-169.</p><p> [17] 楊勇.太
104、陽能系統(tǒng)用鉛酸蓄電池綜述[J].蓄電池,2009,(2):51-57.</p><p> [18] 侯振義.直流開關(guān)電源技術(shù)及應(yīng)用.北京:電子工業(yè)出版社,2006</p><p> [19] 王創(chuàng)社,樂開端,譚玉山.開關(guān)電源兩種控制模式的分析與比較電力電子技術(shù)[J].1998.3:78-81</p><p> [20] 張衛(wèi)平.開關(guān)變換器的建模與控制[D].北
105、京:中國電力出版社,2005</p><p> [21] 胡壽松.自動(dòng)控制原理[D].北京:中國電力出版社,2001</p><p><b> 附件</b></p><p><b> 英語原文</b></p><p> 連續(xù)過程中的PID控制簡介</p><p>
106、一個(gè)連續(xù)的過程是指輸出是一個(gè)連續(xù)的流程。例如一個(gè)化學(xué)過程,一個(gè)汽油的提煉過程或者一個(gè)能連續(xù)輸出成卷紙的造紙過程。這些連續(xù)系統(tǒng)的過程控制不能通過PLC離散控制足夠快的完成。而且通過PLC離散控制整定的模擬PLC控制也不是足夠高效和快速的。連續(xù)過程中常用的控制系統(tǒng)是PID控制。PID控制能通過機(jī)械的、氣動(dòng)的、水力的或電動(dòng)的控制系統(tǒng)來完成,也可以通過PLCs來完成。PID控制能高效的完成過程控制,一些中等型號(hào)和所有大型號(hào)的PLCs都有PID控
107、制功能。在這一章,我們介紹PID控制的基本原理。然后通過典型的瞬態(tài)響應(yīng)曲線來分析PID控制的高效性,介紹一些典型的閉環(huán)控制和PID功能。閉環(huán)控制和PID控制能根據(jù)不同廠商的需求替換使用。事實(shí)上,一些閉環(huán)控制并不是嚴(yán)格意義上的PID控制類型。但是,我們可以假設(shè)它們是相同的。</p><p><b> PID控制原理</b></p><p> PID控制是連續(xù)過程中有
108、效的控制系統(tǒng),它主要執(zhí)行兩個(gè)控制任務(wù)。當(dāng)受控對(duì)象的輸入發(fā)生變化而可能導(dǎo)致輸出偏離期望值時(shí),PID控制能使輸出始終保持穩(wěn)定。其次,PID控制系統(tǒng)能快速、準(zhǔn)確的使系統(tǒng)從一個(gè)穩(wěn)定狀態(tài)轉(zhuǎn)換到另一個(gè)穩(wěn)定狀態(tài)。在此前提下,我們?cè)敿?xì)討論P(yáng)ID控制系統(tǒng)三個(gè)組成部分的特點(diǎn):比例環(huán)節(jié)、積分環(huán)節(jié)和微分環(huán)節(jié)。</p><p> 比例環(huán)節(jié)是一個(gè)能成比例地反映控制系統(tǒng)的偏差信號(hào),并能校正系統(tǒng)偏差的控制系統(tǒng)。例如,假設(shè)一個(gè)流動(dòng)系統(tǒng)的流速是5
109、75立方尺每分鐘,如果這個(gè)流速上升到580立方尺每分鐘,通過加一個(gè)矯正信號(hào)到控制系統(tǒng)的阻尼器來使流速減小到575CFM。如果這流速莫名的上升到585CFM,產(chǎn)生兩倍的偏差,這個(gè)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)上就得加上四倍的矯正信號(hào)。這個(gè)大的矯正信號(hào)理論上給一個(gè)快速的反饋到575CFM。事實(shí)上,這個(gè)快速矯正系統(tǒng)是不精確的。例如,在這個(gè)校正系統(tǒng)最后,得到的新的穩(wěn)定值是576.5CFM,而不是575CFM。比例環(huán)節(jié)通常不能單獨(dú)有效的使用,會(huì)導(dǎo)致偏差。</p&
110、gt;<p> 為了使系統(tǒng)能恢復(fù)到原始穩(wěn)定值,就需要引進(jìn)積分環(huán)節(jié)。積分環(huán)節(jié)也不能單獨(dú)使用。像上面所說,如果只有積分環(huán)節(jié),我們會(huì)得到一個(gè)偏離原始值的錯(cuò)誤輸出。我們最后得到的輸出是576.5CFM,而不是575CFM。積分環(huán)節(jié)檢測(cè)到誤差值0.5CFM和偏差持續(xù)的時(shí)間,產(chǎn)生一個(gè)信號(hào),然后將這個(gè)信號(hào)反饋得到原始的期望值。積分控制信號(hào)能和比例控制信號(hào)同時(shí)使用。在控制系統(tǒng)里,積分環(huán)節(jié)減小了因輸出偏差引起的誤差信號(hào)。然后,經(jīng)過一點(diǎn)時(shí)間
溫馨提示
- 1. 本站所有資源如無特殊說明,都需要本地電腦安裝OFFICE2007和PDF閱讀器。圖紙軟件為CAD,CAXA,PROE,UG,SolidWorks等.壓縮文件請(qǐng)下載最新的WinRAR軟件解壓。
- 2. 本站的文檔不包含任何第三方提供的附件圖紙等,如果需要附件,請(qǐng)聯(lián)系上傳者。文件的所有權(quán)益歸上傳用戶所有。
- 3. 本站RAR壓縮包中若帶圖紙,網(wǎng)頁內(nèi)容里面會(huì)有圖紙預(yù)覽,若沒有圖紙預(yù)覽就沒有圖紙。
- 4. 未經(jīng)權(quán)益所有人同意不得將文件中的內(nèi)容挪作商業(yè)或盈利用途。
- 5. 眾賞文庫僅提供信息存儲(chǔ)空間,僅對(duì)用戶上傳內(nèi)容的表現(xiàn)方式做保護(hù)處理,對(duì)用戶上傳分享的文檔內(nèi)容本身不做任何修改或編輯,并不能對(duì)任何下載內(nèi)容負(fù)責(zé)。
- 6. 下載文件中如有侵權(quán)或不適當(dāng)內(nèi)容,請(qǐng)與我們聯(lián)系,我們立即糾正。
- 7. 本站不保證下載資源的準(zhǔn)確性、安全性和完整性, 同時(shí)也不承擔(dān)用戶因使用這些下載資源對(duì)自己和他人造成任何形式的傷害或損失。
最新文檔
- 開關(guān)電源
- 開關(guān)電源
- 開關(guān)電源測(cè)試規(guī)范和開關(guān)電源測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)
- 開關(guān)電源13961
- 開關(guān)電源開題報(bào)告--多路輸出開關(guān)電源的設(shè)計(jì)
- 開關(guān)電源試題
- dcdc開關(guān)電源
- 開關(guān)電源課程設(shè)計(jì)--開關(guān)電源電路設(shè)計(jì)
- dcdc反激開關(guān)電源相關(guān)翻譯
- 彩電開關(guān)電源
- dcdc開關(guān)電源
- 開關(guān)電源畢業(yè)論文---反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)
- 開關(guān)電源畢業(yè)論文---反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)
- 開關(guān)電源外文翻譯
- 開關(guān)電源設(shè)計(jì)(2)
- 論文資料——開關(guān)電源
- 開關(guān)電源測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)
- 高壓開關(guān)電源設(shè)計(jì)
- 開關(guān)電源畢業(yè)設(shè)計(jì)--12v5a直流開關(guān)電源
- 開關(guān)電源測(cè)試項(xiàng)目
評(píng)論
0/150
提交評(píng)論