三相電壓型pwm整流器設(shè)計

1、<p>　　畢 業(yè) 設(shè) 計</p><p>　　題目： 三相電壓型PWM整流器設(shè)計 </p><p>　　院系： 電氣信息學(xué)院 </p><p>　　專業(yè)： 電氣工程及其自動化 班級： 0705 學(xué)號： 200701010513 <

2、;/p><p>　　學(xué)生姓名： </p><p>　　導(dǎo)師姓名： </p><p>　　完成日期： 2011年6月 </p><

3、p>　　誠 信 聲 明</p><p><b>　　本人聲明：</b></p><p>　　1、本人所呈交的畢業(yè)設(shè)計（論文）是在老師指導(dǎo)下進(jìn)行的研究工作及取得的研究成果；</p><p>　　2、據(jù)查證，除了文中特別加以標(biāo)注和致謝的地方外，畢業(yè)設(shè)計（論文）中不包含其他人已經(jīng)公開發(fā)表過的研究成果，也不包含為獲得其他教育機(jī)構(gòu)的學(xué)位而使用

4、過的材料；</p><p>　　3、我承諾，本人提交的畢業(yè)設(shè)計（論文）中的所有內(nèi)容均真實、可信。</p><p>　　作者簽名： 日期： 年 月 日</p><p>　　畢業(yè)設(shè)計（論文）任務(wù)書</p><p><b>　　基本任務(wù)及要求：</b></p><

5、p>　　進(jìn)度安排及完成時間：</p><p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　摘要I</b></p><p>　　AbstractII</p><p><b>　　第1章 緒論1</b></p><p><b&g

6、t;　　1.1 引言1</b></p><p>　　1.2 三相電壓型PWM整流器國內(nèi)外研究的現(xiàn)狀2</p><p>　　1.3 研究的目的及意義3</p><p>　　1.4 本課題所做的工作5</p><p>　　第2章 三相電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理6</p><p>　　2.

7、1 三相電壓型PWM整流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)6</p><p>　　2.2 三相電壓型PWM整流器的工作原理6</p><p>　　2.3 本章小結(jié)9</p><p>　　第3章 三相電壓型PWM整流器的控制方法與系統(tǒng)仿真的研究10</p><p>　　3.1 三相電壓型PWM整流器的控制方法10</p><p&

8、gt;　　3.2 等量坐標(biāo)變換10</p><p>　　3.3 三相電壓型PWM整流器的空間電壓矢量脈寬調(diào)制方法12</p><p>　　3.3.1 三相電壓型PWM整流器空間電壓矢量分布12</p><p>　　3.3.2 空間電壓矢量的合成14</p><p>　　3.3.3 基于正交坐標(biāo)系（)的空間電壓矢量PWM算法15<

9、;/p><p>　　3.3.4 SVPWM與SPWM控制的比較18</p><p>　　3.4 PI控制器的設(shè)計與數(shù)字化實現(xiàn)19</p><p>　　3.4.1 PID控制原理19</p><p>　　3.4.2 PID控制器的數(shù)字化實現(xiàn)21</p><p>　　3.4.3 三相電壓型PWM整流器的PI控制器的設(shè)計

10、22</p><p>　　3.5 三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)仿真的研究22</p><p>　　3.5.1 三相電壓現(xiàn)PWM整流器主電路的仿真模型22</p><p>　　3.5.2 空間電壓矢量PWM控制模塊的仿真模型25</p><p>　　3.5.3 三相電壓型PWM整流器的PI控制器的仿真模型28</p>&l

11、t;p>　　3.5.4 系統(tǒng)仿真28</p><p>　　第4章 三相電壓型PWM整流器的硬件設(shè)計33</p><p>　　4.1 主電路硬件設(shè)計33</p><p>　　4.1.1 主功率開關(guān)器件的選擇33</p><p>　　4.1.2 交流側(cè)電感的設(shè)計34</p><p>　　4.1.3 直流側(cè)

12、電容的設(shè)計39</p><p>　　4.2 驅(qū)動及保護(hù)電路的設(shè)計40</p><p>　　4.3 本章小結(jié)40</p><p><b>　　結(jié)束語41</b></p><p><b>　　參考文獻(xiàn)42</b></p><p><b>　　致謝45<

13、/b></p><p>　　三相電壓型PWM整流器設(shè)計</p><p>　　摘 要：隨著電網(wǎng)諧波污染問題日益嚴(yán)重和人們對高性能電力傳動技術(shù)的需要，PWM整流技術(shù)引起人們越來越多的注意。三相電壓型PWM整流器可以做到高功率因數(shù)，直流電壓輸出穩(wěn)定，具有良好的動態(tài)性能，并可實現(xiàn)能量的雙向流動。因此,成為當(dāng)前電力電子領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)課題之一。 首先,本文根據(jù)三相電壓型PWM整流器的主電

14、路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，闡述了三相電壓型PWM整流器的基本工作原理。 其次,介紹三相電壓型PWM整流器的控制方法，深入研究三相電壓型PWM整流器的空間電壓矢量脈寬調(diào)制控制方法，進(jìn)行三相電壓型PWM整流器的PI控制調(diào)節(jié)器的設(shè)計。 然后,進(jìn)行三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)的仿真研究，建立主電路、空間電壓矢量PWM控制模塊及PI控制調(diào)節(jié)器的仿真模型，進(jìn)行三相電壓型PWM整流器整個系統(tǒng)的仿真。 最后,在對三相電壓型PWM整流器工作原理及

15、控制方法進(jìn)行深入分析的基礎(chǔ)上，進(jìn)行了系統(tǒng)的部分硬件結(jié)構(gòu)和主電路參數(shù)設(shè)計。 實驗結(jié)果表明,論文所設(shè)計的三相電壓型PWM整流器實現(xiàn)了高功率因數(shù)運(yùn)行,解決了傳統(tǒng)意義上的整流電路中存在諧波含量大、功率因數(shù)低等問題，實現(xiàn)了直流側(cè)母線電壓的穩(wěn)定控制,具有</p><p>　　Design of Three-Phase Voltage-Type PWM Rectifier</p><p>　　A

16、bstract:with the growing problem of harmonic pollution and people need high-performance electric drive technology, PWM rectifier technology is causing more and more attention. Three-phase PWM rectifier voltage can be hig

17、h power factor, DC voltage output stability, good dynamic performance, and can realize two-way flow of energy. Therefore, the field of power electronics has become the hot issue of research. </p><p>　　Firstl

18、y, the paper elaborated the basic principle of work for the PWM rectifier according to main circuit topology of three-phase voltage-type PWM rectifier. </p><p>　　Secondly, the paper proposed the three-phase

19、voltage-type PWM rectifier’s control strategy. Based on the control strategy it has studied the space voltage vector pulse width modulation control method as well as designed PI regulator for the three-phase voltage-type

20、 PWM rectifier.</p><p>　　Then, the three-phase voltage-type PWM rectifier system simulation, the establishment of the main circuit, the space voltage vector PWM control of the control module and the PI regul

21、ator of the simulation model, the three-phase voltage-type PWM rectifier simulation of the entire system.</p><p>　　Finally, according to the entire three-phase voltage PWM rectifier system simulation the art

22、icle has carried on the hardware and main circuit parameter design. Experimental results show that the paper is designed to achieve three-phase voltage PWM converter with high power factor operation, to solve the traditi

23、onal sense of the rectifier harmonic content present in a large, the low power factor and energy problems cannot be feedback to achieve the energy two-way flow and a stable DC bus voltage </p><p>　　Keywords:

24、 PWM rectifier; space voltage vector; power factor; simulation</p><p><b>　　第1章 緒論</b></p><p><b>　　1.1 引言</b></p><p>　　在現(xiàn)代工業(yè)、交通、國防、生活等領(lǐng)域中，很多場合需要大量各種類型的變流裝置，這

25、些變流裝置將一種頻率、幅值、相位的電能變換為另一種頻率、幅值、相位的電能，使得用電設(shè)備處于理想工作狀態(tài)，或者滿足用電負(fù)載某些特殊要求，從而獲得最大的技術(shù)經(jīng)濟(jì)效益。當(dāng)今，經(jīng)過交換處理后再供用戶使用的電能在全國總發(fā)電量中所占的百分比，已經(jīng)成為衡量一個國家技術(shù)進(jìn)步的主要標(biāo)準(zhǔn)之一。 </p><p>　　晶閘管(SCR)在美國的問世標(biāo)志著電力電子技術(shù)的開端，我國上世紀(jì)70年代將其列為節(jié)能技術(shù)在全國推廣。晶閘管是一種

26、只能控制導(dǎo)通而不能控制關(guān)斷的半控型開關(guān)器件，其在交流傳動和變頻電源領(lǐng)域中的應(yīng)用受到了一定的限制。功率半導(dǎo)體開關(guān)器件性能的不斷提高，從早期廣泛使用的半控型功率半導(dǎo)體開關(guān)，發(fā)展到如今性能各異且類型諸多的全控型功率開關(guān)，如雙極型晶體管(BTT)、門極關(guān)斷晶閘管(GTO)、絕緣柵雙極型晶體管 (IGBT)、集成門極換向晶閘管 (IGCT)、功率場效應(yīng)晶體管(MOSFET)以及場控制晶閘管(MCT)等。而20世紀(jì)90年代發(fā)展起來的智能型功率模塊(

27、IPM)則開創(chuàng)了功率半導(dǎo)體開關(guān)器件的發(fā)展方向。功率半導(dǎo)體的進(jìn)步促進(jìn)了電力電子變流技術(shù)的迅速發(fā)展，如變頻器、逆變電源、高頻開關(guān)電源等，這些變流裝置在國民經(jīng)濟(jì)中得到廣泛應(yīng)用。但是這些變流裝置大部分都需要整流環(huán)節(jié)，以獲得直流電壓。常規(guī)的整流環(huán)節(jié)一般采用二極管不可控整流或晶閘管相控整流，并且輸出側(cè)常使用大電容或大電感濾波來降低紋波。</p><p>　　傳統(tǒng)的整流裝置在引起諧波的同時，也會引起系統(tǒng)無功功率的大量流動。無功

28、功率的增加不僅增加線路損耗，降低發(fā)電量和用電設(shè)備的利用率，而且沖擊性的無功負(fù)載，還會使電網(wǎng)電壓產(chǎn)生劇烈波動，嚴(yán)重影響供電質(zhì)量。</p><p>　　二極管整流電路簡單、經(jīng)濟(jì)可靠。因此它的應(yīng)用十分廣泛，但是這種整流器的廣泛使用也帶來了以下幾個方面的問題：</p><p>　　1.二極管整流會使網(wǎng)側(cè)電流波形嚴(yán)重畸變，造成功率因數(shù)較低，最高功率因數(shù)只可能為0.8 左右。大量無功功率的消耗會給電網(wǎng)

29、帶來額外的負(fù)擔(dān)，不僅增加了輸電線路的損耗，而且嚴(yán)重地影響了供電質(zhì)量。</p><p>　　2.對二極管整流器輸入電流的頻譜進(jìn)行分析，發(fā)現(xiàn)輸入電流中含有豐富的低次諧波電流。</p><p>　　3.對于交流變頻調(diào)速系統(tǒng)，由于二極管的單向?qū)щ娦?，電機(jī)制動的再生能量無法回饋給電網(wǎng)。為了裝置的安全運(yùn)行，這部分能量必須通過一定的途徑消耗掉。在中小容量系統(tǒng)中，一般采用能耗制動方式，即通過內(nèi)置或外加制動

30、電阻的方法將電能消耗在大功率電阻器中，實現(xiàn)電機(jī)的四象限運(yùn)行。該方法雖然簡單，但是有如下缺點(diǎn):浪費(fèi)能量，系統(tǒng)效率低；電阻發(fā)熱嚴(yán)重，影響系統(tǒng)的其他部分正常工作；簡單的能耗制動不能及時抑制快速制動產(chǎn)生的泵升電壓，限制了性能的提高。</p><p>　　傳統(tǒng)晶閘管(SCR)構(gòu)成的相控整流電路已經(jīng)非常成熟，并獲得了廣泛應(yīng)用，但存在以下幾個主要弊端: </p><p>　　1.交流側(cè)輸入端電流波形畸變

31、嚴(yán)重； </p><p>　　2.整流器工作在深度相控狀態(tài)下，交流側(cè)功率因數(shù)極低；</p><p>　　3.由換流引起電網(wǎng)電壓波形畸變； </p><p>　　4.直流側(cè)輸出電壓波動大；</p><p>　　5.由相控整流電源構(gòu)成的直流調(diào)速系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)較慢。</p><p>　　目前解決電網(wǎng)污染的途徑主要有兩種：（1）

32、.對電網(wǎng)來說，采用在電力系統(tǒng)中加入補(bǔ)償器來補(bǔ)償電網(wǎng)中的諧波，如LC濾波器，有源濾波(APF: Active Power Filter)等。（2）.設(shè)計輸入電流為正弦、諧波含量低、功率因數(shù)高的整流器。前者是產(chǎn)生諧波后進(jìn)行補(bǔ)償，而后者是消除了諧波源，是解決諧波問題的根本措施。把PWM技術(shù)應(yīng)用于由MOSFET、IGBT等全控器件組成的整流電路，可運(yùn)行于高功率因數(shù)，甚至能量可以雙向流動，真正實現(xiàn)綠色電能轉(zhuǎn)換，因而備受關(guān)注。這種整流器稱為PWM整

33、流器，又稱為高功率因數(shù)變流器。 </p><p>　　1.2 三相電壓型PWM整流器國內(nèi)外研究的現(xiàn)狀 </p><p>　　隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，功率半導(dǎo)體開關(guān)器件性能不斷提高，已從早期廣泛使用的半控型功率半導(dǎo)體開關(guān)發(fā)展到如今性能各異且類型諸多的全控型功率開關(guān)，尤其是20世紀(jì)90年代發(fā)展起來的智能型功率模塊(IPM)和功率IC則開創(chuàng)了功率半導(dǎo)體開關(guān)器件新的發(fā)展方向。功率半導(dǎo)體開關(guān)器件技術(shù)

34、的進(jìn)步，促進(jìn)了電力電子交流技術(shù)的迅速發(fā)展，出現(xiàn)了以脈寬調(diào)制(PWM)控制為基礎(chǔ)的各類變流裝置，如變頻器、逆變電源、不間斷電源（UPS)、高頻開關(guān)電源等各類變流器。目前，這些變流裝置大部分需要整流環(huán)節(jié)以獲得直流電壓，由于常規(guī)整流環(huán)節(jié)廣泛采用了二極管不可控整流或晶閘管相控整流，對電網(wǎng)注入了大量諧波及無功功率，造成了嚴(yán)重的電網(wǎng)“污染”。因此，作為電網(wǎng)主要“污染”源的整流器得到了大家的關(guān)注，并開展了大量研究工作，主要是將PWM技術(shù)引入整流器的控

35、制之中，使整流器網(wǎng)側(cè)電流正弦化，且運(yùn)行于高功率因數(shù)，甚至實現(xiàn)能量的雙向流動。能量可雙向流動的PWM整流器不僅具有整流特性，而且還具有逆變特性，所以說PWM整流器是一種新型的可逆PWM變流器。 </p><p>　　70年代初，國外就開始了PWM整流逆變技術(shù)的基礎(chǔ)研究。80年代后期隨著全控器件的問世，采用全控型器件實現(xiàn)PWM高頻整流的研究進(jìn)入高潮。經(jīng)過幾十年的研究與發(fā)展，PWM整流器技術(shù)已日趨成熟。PWM整流器主電

36、路已從早期的半控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型器件橋路，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已從單相、三相電路發(fā)展到多相組合及多電平拓?fù)潆娐?，PWM開關(guān)控制由單純的硬開關(guān)調(diào)制發(fā)展到軟開關(guān)調(diào)制，而在主電路類型上，有電壓型整流器也有電流型整流器，目前以電壓型為主，本文主要討論電壓型整流器。</p><p>　　目前，國內(nèi)外對于三相電壓型PWM整流器的系統(tǒng)的建模分析研究較少，主要是集中于電流控制方法和系統(tǒng)控制策略的實驗研究，分析各參數(shù)與系統(tǒng)性能之

37、間的關(guān)系，并找到改善電流跟蹤性能，提高輸入功率因數(shù)的方法，仿真和實驗是主要手段。</p><p>　　三相電壓型PWM整流器的網(wǎng)側(cè)電流控制策略主要分成兩類:一類是間接控制策略；另一類就是目前研究較多的直接電流控制策略。間接電流控制實際上就是所謂的“幅相”電流控制，即根據(jù)整流器的穩(wěn)態(tài)電壓平衡關(guān)系，通過控制電壓型PWM整流器的交流側(cè)電壓基波幅值、相位，進(jìn)而間接控制其網(wǎng)側(cè)電流，最顯著的優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單，檢測量少，無需電流

38、傳感器，成本低，實現(xiàn)容易，靜態(tài)特性良好，但其電流的動態(tài)響應(yīng)慢，適用于對控制性能和動態(tài)響應(yīng)要求不高的場合。為了提高電壓利用率并降低開關(guān)損耗，基于空間矢量的PWM控制在電壓型PWM整流器電流控制中取得了廣泛應(yīng)用。 </p><p>　　直接電流控制策略以其快速的電流響應(yīng)和魯棒性得到學(xué)術(shù)界的廣泛關(guān)注，并先后研究出不同的控制方案，主要包括以固定開關(guān)頻率且采用電網(wǎng)電動勢前饋的PWM電流控制，以及以快速電流跟蹤為特征的滯環(huán)電

39、流控制等。直接電流控制的優(yōu)點(diǎn)為動態(tài)響應(yīng)速度快、限流容易、控制精度高，缺點(diǎn)是要實現(xiàn)PWM整流器電壓矢量控制，需要解決正弦函數(shù)和反正切函數(shù)等算法，需要復(fù)雜的算法(由DSP或多片單片機(jī)實現(xiàn))和調(diào)制模塊。在交流源電壓一定時，如能直接控制PWM整流器的瞬時有功和無功，同樣可達(dá)到控制輸入電流的效果，這種控制技術(shù)稱為直接功率控制。直接功率控制的主要思路是由全控型器件開關(guān)狀態(tài)來估計有功和無功。當(dāng)整流器的全控型開關(guān)器件在不同的開關(guān)狀態(tài)時，有著不同的瞬時有

40、功和無功，通過控制開關(guān)狀態(tài)，就可以直接對功率進(jìn)行控制，目前這種控制策略引起了很多研究人員的關(guān)注，以直接功率控制為基礎(chǔ)的控制算法主要有基于電壓的直接功率控制和基于虛擬磁鏈的直接功率控制。</p><p>　　1.3 研究的目的及意義 </p><p>　　眾所周知，電能是現(xiàn)代社會的主要能源，在各行各業(yè)中有著最廣泛的應(yīng)用，是人類現(xiàn)代文明的重要物質(zhì)基礎(chǔ)之一。而隨著電力電子技術(shù)的迅速發(fā)展，電力電子

41、設(shè)備的應(yīng)用日益廣泛，從而使得電網(wǎng)的諧波污染日益嚴(yán)重。一方面使電力系統(tǒng)的供電效率下降并且威脅電力系統(tǒng)自身的安全運(yùn)行，另一方面影響了電力系統(tǒng)的供電質(zhì)量。為了避免諧波的危害，保持高的供電品質(zhì)，許多國家和國際組織出臺了治理措施和相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)，對產(chǎn)生電力污染的用電設(shè)備提出了明確的限定。在這些標(biāo)準(zhǔn)當(dāng)中，被廣泛接受的有IEEE-519標(biāo)準(zhǔn)和IEC555-2標(biāo)準(zhǔn)。IEEE-519標(biāo)準(zhǔn)和IEC555-2標(biāo)準(zhǔn)(1995年修訂后為IEC1000-3-2)對負(fù)載產(chǎn)

42、生的諧波進(jìn)行限制，使負(fù)載對電網(wǎng)注入的諧波在規(guī)定的范圍內(nèi)。在我國也有相關(guān)的標(biāo)準(zhǔn)頒布，如SD126-84《電力系統(tǒng)諧波管理暫行規(guī)定》，GB/T14549-93 (電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波)以及GB/Z17625.4-2000《電磁兼容限值中、高壓電力系統(tǒng)中畸變負(fù)荷發(fā)射限值的評估》等。 </p><p>　　目前，抑制諧波電流將電力電網(wǎng)的諧波水平控制在諧波限值標(biāo)準(zhǔn)的范圍之內(nèi)的途徑主要有兩條:一是對電力電子設(shè)備本身進(jìn)

43、行改造，研究開發(fā)高功率因數(shù)變流器，使其不產(chǎn)生諧波污染:二是裝設(shè)補(bǔ)償裝置來抑制諧波的污染和擴(kuò)散，從而提高電能供電質(zhì)量。從長遠(yuǎn)來看，研究開發(fā)高功率因數(shù)的變流器，則是一種更為有效和積極的措施。 </p><p>　　另外，隨著電力傳動及控制技術(shù)的發(fā)展，具有能夠節(jié)約能源、降低功耗、提高生產(chǎn)效率、改善產(chǎn)品質(zhì)量等優(yōu)點(diǎn)的變頻調(diào)速制系統(tǒng)越來越廣泛地應(yīng)用于工農(nóng)業(yè)等各領(lǐng)域中。然而，在大多數(shù)變頻調(diào)速控制系統(tǒng)中，通用變頻器大都為電壓型的

44、交-直-交的電路結(jié)構(gòu)，一般都是先通過二極管不可控的整流電路得到直流，然后通過電容的濾波穩(wěn)定，最后經(jīng)過逆變輸出電壓頻率可調(diào)的交流電。一方面通用變頻器的二極管不可控整流電路對電網(wǎng)注入了大最諧波及無功功率，造成了電網(wǎng)的嚴(yán)重污染。另一方面，在頻繁正反轉(zhuǎn)的調(diào)速系統(tǒng)中，如電梯、礦用提升機(jī)、軋鋼機(jī)、大型龍門刨床等，當(dāng)電機(jī)減速、制動或帶有勢能的重物下放時，電機(jī)處于再生發(fā)電狀態(tài)，由于二極管整流橋能量傳輸不可逆，產(chǎn)生的再生電能傳輸?shù)街绷鱾?cè)的濾波電容上，產(chǎn)生

45、泵升電壓，過高的泵升電壓有可能損壞功率開關(guān)器件、濾波電容，為了解決電機(jī)處于再生發(fā)電時所產(chǎn)生的泵升電壓問題，一般都采用能耗制動，將再生的電能轉(zhuǎn)化成熱能而白白浪費(fèi)掉了，這樣不但嚴(yán)重浪費(fèi)能源，而且也不能有效的解決二極管整流的諧波問題。</p><p>　　針對以上問題，本課題所研究的三相電壓型PWM整流器具有高功率因數(shù)、直流電壓穩(wěn)定控制等特性，解決了傳統(tǒng)意義上的整流電路中存在諧波含量大、功率因數(shù)低等問題。目前，隨著電力

46、系統(tǒng)理論的發(fā)展和對電力系統(tǒng)中所存在問題的深入研究，如無功功率補(bǔ)償、諧波抑制、負(fù)載對電網(wǎng)沖擊的抑制等，三相電壓型PWM整流器已被廣泛用于改造電網(wǎng)污染和提高電能利用率。另外，三相電壓型PWM整流器已被廣泛應(yīng)用于新能源的利用，如用作并網(wǎng)裝置時可把本地裝置消耗不了的電能回饋到電網(wǎng)，可以以高功率因數(shù)運(yùn)行，消除諧波，最終可以提高對風(fēng)能、太陽能的利用率?？傊@種整流器性能優(yōu)越，可以替代傳統(tǒng)的整流電路實現(xiàn)裝置的“綠色”運(yùn)行，有著更為廣泛的應(yīng)用前景和重

47、要的研究價值。</p><p>　　1.4 本課題所做的工作</p><p>　　本課題以三相電壓型PWM整流器為研究對象，分析三相電壓型PWM整流器的工作原理，介紹一種空間電壓矢量脈寬調(diào)制間接控制方法，進(jìn)行系統(tǒng)仿真，具體工作如下： </p><p>　　1.分析三相電壓型PWM整流器的基本工作原理，建立基于開關(guān)函數(shù)的三相電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型。</p&

48、gt;<p>　　2.介紹三相電壓型PWM整流器的控制方法，在等量坐標(biāo)變換的基礎(chǔ)上，深入研究三相電壓型PWM整流器的空間電壓矢量脈寬調(diào)制控制算法，進(jìn)行三相電壓型PWM整流器的PI控制調(diào)節(jié)器的設(shè)計。</p><p>　　3.進(jìn)行三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)的仿真研究，建立主電路、空間電壓矢量PWM控制模塊及PI控制調(diào)節(jié)器的仿真模型，進(jìn)行三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)的仿真。</p><p

49、>　　4.在對三相電壓型PWM整流器的工作原理及控制方法進(jìn)行深入分析的基礎(chǔ)上，根據(jù)對三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)的仿真，從而進(jìn)行了系統(tǒng)的部分硬件設(shè)計。主要有：（1）功率開關(guān)器件的選擇設(shè)計；（2）交流側(cè)電感的設(shè)計；（3）直流側(cè)電容的設(shè)計；（4）智能功率模塊IPM 的隔離驅(qū)動電路及保護(hù)電路設(shè)計。</p><p>　　第2章 三相電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理</p><p>　　

50、從電力電子技術(shù)發(fā)展來看，整流器是較早應(yīng)用的一種AC/DC 的變換裝置。整流器的發(fā)展經(jīng)歷了由不控整流器、相控整流器到PWM整流器的發(fā)展歷程。PWM整流器已對傳統(tǒng)的二極管及相控整流器進(jìn)行了全面改進(jìn)，其關(guān)鍵性的改進(jìn)在于用全控型功率開關(guān)器件取代了二極管或半控型功率開關(guān)器件，以PWM整流器取代了不控整流或者相控整流，從而使得PWM整流器具有了網(wǎng)側(cè)電流正弦控制、網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制、電能雙向流動及較快的動態(tài)控制響應(yīng)等優(yōu)良性能。</p>&

51、lt;p>　　2.1 三相電壓型PWM整流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) </p><p>　　三相電壓型PWM整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2-1所示。三相電壓型PWM整流器的主體包括電壓源型整流器和串聯(lián)連接在電網(wǎng)中的三個大小相等的控制電感L。三個控制電感L一端連接在三相電源，另一端連接在電壓源型整流器的輸入端。電壓源型整流器由智能功率模 IPM(Intelligent Power Module)和直流母線電容C組成。另外

52、，由三個電阻在三個控制電感與三相電源連接處構(gòu)造電壓參考點(diǎn)O。</p><p>　　圖2-1 三相電壓型PWM整流器主電路</p><p>　　2.2 三相電壓型PWM整流器的工作原理</p><p>　　對三相電壓型PWM整流器的控制，旨在穩(wěn)定直流側(cè)電壓的同時，實現(xiàn)其交流側(cè)在受控功率因數(shù)條件下的正弦波電流控制。由于交流電感的濾波作用，整流器交流側(cè)的輸入可近似認(rèn)為是三

53、相正弦電流，直流側(cè)有大電容穩(wěn)壓，輸出呈直流電壓源特性，穩(wěn)態(tài)時輸出直流母線電壓可認(rèn)為保持不變。由于交流濾波電感等效電阻及開關(guān)器件損耗等效電阻較小，在忽略交流濾波電感及開關(guān)器件等效電阻的條件下，根據(jù)三相電壓型PWM整流電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，三相電壓型PWM整流器的單相等效電路和相量圖如下所示。</p><p>　　圖2-2 單相等效電路</p><p>　　圖2-3 整流狀態(tài)向量圖</p>

54、<p>　　圖2-4 逆變狀態(tài)向量圖</p><p>　　在圖2-3 與圖2-4中，為電網(wǎng)電動勢的電壓相量，為三相電壓型PWM整流器的網(wǎng)側(cè)電壓相量，為交流濾波電感兩端間的電壓相量，為交流電源輸出的電流相量。</p><p>　　由圖2-3和圖2-4可見，適當(dāng)控制的大小和之間的相位角，就能控制輸入電流的大小與相位，就能控制整流器傳送能量的大小，就控制了直流側(cè)電壓，就能夠控制功率

55、因數(shù)，甚至實現(xiàn)能量的雙向流動。</p><p>　　如何控制輸入電流，得到理想的功率因數(shù)以及實現(xiàn)能量的雙向流動，根本任務(wù)在于得到各功率開關(guān)器件的控制規(guī)律和通斷時間。PWM技術(shù)已廣泛應(yīng)用于整流系統(tǒng)以提高功率因數(shù)并改善電流波形。本文基于空間電壓矢量脈寬調(diào)制原理，通過空間電壓矢量PWM控制，在整流器交流側(cè)生成幅值、相位受控的正弦PWM電壓。該電壓與電網(wǎng)電動勢共同作用于整流器交流側(cè)，在整流器交流側(cè)形成正弦基波電流，諧波電

56、流則由整流器交流側(cè)電感濾除。</p><p>　　在傳統(tǒng)的相位幅值控制方式中，在功率因數(shù)為1時，控制角與控制電壓矢量的計算是完全根據(jù)矢量圖并依賴于主電路參數(shù)如下式：</p><p><b>　　(0-1)</b></p><p><b>　　(0-2)</b></p><p>　　式中為交流電源電壓

57、的角頻率,I為交流電源的電流的幅值,V為整流器的網(wǎng)側(cè)控制電壓幅值，E為交流電源電壓的幅值, 為控制相位角, L為網(wǎng)側(cè)濾波電感值。</p><p>　　由式(2-1)和(2-2)的運(yùn)算量較大并且與主電路參數(shù)相關(guān)聯(lián)，不易實現(xiàn)實時控制，系統(tǒng)存在受主電路參數(shù)影響的局限性。本文提出的控制方法是將PI調(diào)節(jié)器的輸出作為相位角的給定，而相位角作為被指對象的輸入變量，依據(jù)能量守恒原則和系統(tǒng)的調(diào)節(jié)關(guān)系以及矢量關(guān)系確定控制算法，這樣就

58、實現(xiàn)了對整流器網(wǎng)側(cè)控制電壓的相位的控制，系統(tǒng)閉環(huán)結(jié)構(gòu)框圖如圖2-5所示。</p><p>　　圖2-5 系統(tǒng)閉環(huán)結(jié)構(gòu)框圖</p><p>　　對于網(wǎng)側(cè)控制電壓幅值，根據(jù)空間電壓矢量脈寬調(diào)制控制原理有： </p><p><b>　　(0-3)</b></p><p>　　式中m為SVPWM調(diào)制系數(shù) (ml)，為直流母線電

59、壓，為調(diào)制電壓空間矢量。</p><p>　　令=E， 由式(2-3)得</p><p><b>　　(0-4)</b></p><p>　　依據(jù)式 (2-4)，根據(jù)電壓空間矢量脈寬調(diào)制原理，便可得到與交流電源電壓幅值相等而相位相差的整流器網(wǎng)側(cè)控制電壓。又由圖 2-3 和圖 2-4，在條件下，交流電源電壓與電流的夾角為(整流運(yùn)行)或() (逆變

60、運(yùn)行)，則整流器的功率因數(shù)為</p><p><b>　　(0-5)</b></p><p>　　由式（2-5)可知，通過限制的大小,便可實現(xiàn)對功率因數(shù)的控制。本文中對的取值大小作如下限定：</p><p><b>　　(0-6)</b></p><p>　　由式(2-5)和式(2-6)得，功率因數(shù)

61、的大小范圍為：</p><p><b>　　(0-7)</b></p><p>　　因此，本文三相電壓型PWM整流器的工作原理是通過控制電感L的引入，將高功率因數(shù)控制和直流母線電壓穩(wěn)定控制問題轉(zhuǎn)化為電感端電壓的控制問題。根據(jù)電網(wǎng)三相電源E的特性來調(diào)節(jié)整流器網(wǎng)側(cè)電壓以控制電感電壓，從而實現(xiàn)對輸入電流的大小與相位的控制，從而控制了整流器傳送能量的大小及直流側(cè)電壓，并且實現(xiàn)

62、高功率因數(shù)控制。</p><p><b>　　2.3 本章小結(jié)</b></p><p>　　本章首先介紹了三相電壓型PWM整流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，然后根據(jù)三相電壓型PWM整流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，闡述了三相電壓型PWM整流器的工作原理，通過分析可知，適當(dāng)控制的大小與之間的相位角，就能控制輸入電流的大小與相位，從而控制了整流器傳送能量的大小及直流側(cè)電壓，就能夠?qū)崿F(xiàn)高功率因

63、數(shù)控制。 </p><p>　　第3章 三相電壓型PWM整流器的控制方法</p><p><b>　　與系統(tǒng)仿真的研究</b></p><p>　　3.1 三相電壓型PWM整流器的控制方法</p><p>　　對三相電壓型PWM整流器的控制，旨在穩(wěn)定直流側(cè)電壓的同時，實現(xiàn)其交流側(cè)在受控功率因數(shù)條件下的正弦波電流控制。目

64、前，三相電壓型PWM整流器的電流控制技術(shù)主要分為兩大類，即直接電流控制和間接電流控制。直接電流控制以快速電流反饋控制為特征，如滯環(huán)電流控制、固定開關(guān)頻率電流控制、空間矢量電流控制等。這類控制可以獲得較高品質(zhì)的電流響應(yīng)，但控制結(jié)構(gòu)和算法十分復(fù)雜。間接電流控制技術(shù)實質(zhì)上是，通過PWM控制，在三相電壓型PWM整流器橋路交流側(cè)生成幅值、相位受控的正弦PWM電壓，該P(yáng)WM電壓與電網(wǎng)電動勢共同作用于三相電壓型PWM整流器交流側(cè)，并在交流側(cè)形成正弦基

65、波電流，而諧波電流則由交流側(cè)電感濾除。由于這種控制方案通過直接控制整流器交流側(cè)電壓進(jìn)而達(dá)到控制交流側(cè)電流的目的，因而是一種間接電流控制方式。間接電流控制在控制系統(tǒng)中通過控制調(diào)制電壓的幅值及其與電源電壓的相對位移來控制輸出直流電壓和功率因數(shù)，盡管它動態(tài)響應(yīng)稍慢，還存在瞬態(tài)直流電流偏移，但它具有簡單的控制結(jié)構(gòu)和良好的開關(guān)特性，檢測量少，無需電流傳感器，成本低，易于數(shù)字化實現(xiàn)，適用于對控制性能和動態(tài)響應(yīng)要求不高的場合，具有良好的工程實用價值。

66、本文采用間</p><p>　　如何控制輸入電流，得到理想的功率因數(shù)以及實現(xiàn)直流母線電壓穩(wěn)定和能量的雙向流動，根本任務(wù)在于得到各功率開關(guān)器件的控制規(guī)律和通斷時間。PWM技術(shù)已廣泛應(yīng)用于整流系統(tǒng)以提高功率因數(shù)并改善電流波形，本文基于空間電壓矢量脈寬調(diào)制原理，通過空間電壓矢量PWM控制，在整流器橋路交流側(cè)生成幅值、相位受控的正弦PWM電壓，該電壓與電網(wǎng)電動勢共同作用于整流器交流側(cè)控制電感，實現(xiàn)輸入電流控制。</

67、p><p>　　3.2 等量坐標(biāo)變換</p><p>　　等量坐標(biāo)交換，是指在某一坐標(biāo)系中的通用矢量與變換后的另一坐標(biāo)系中的通用矢量相等的坐標(biāo)變換。下面以電壓矢量U為例，說明從三相對稱靜止坐標(biāo)系(a，b，c) 到兩相正交靜止坐標(biāo)系（d，q）的交換。</p><p>　　圖3.1表示了三相對稱靜止坐標(biāo)系(a，b，c)與兩相正交靜止坐標(biāo)系(d，q)的空間位置關(guān)系。其中d軸與

68、a軸重合，而q軸超前 a軸90°角。</p><p>　　圖3-1 坐標(biāo)系(a，b，c)與坐標(biāo)系(d，q)</p><p>　　若U與d軸的夾角為，則U與d、q軸上的投影滿足：</p><p><b>　　(0-8)</b></p><p>　　另外，U在 a、b、c軸上的投影為：</p><

69、;p><b>　　(0-9)</b></p><p><b>　　由式（3-2）得</b></p><p><b>　　(0-10)</b></p><p>　　聯(lián)立式(3-1)-(3-3) 得</p><p><b>　　(0-11)</b><

70、;/p><p>　　3.3 三相電壓型PWM整流器的空間電壓矢量脈寬調(diào)制方法</p><p>　　3.3.1 三相電壓型PWM整流器空間電壓矢量分布 </p><p>　　電壓型PWM整流器空間電壓矢量描述了三相PWM整流器交流側(cè)相電壓（、、）復(fù)平面上的空間分布，有:</p><p><b>　　(0-12)</b><

71、;/p><p>　　式中、、——三相單極性邏輯開關(guān)函數(shù)。</p><p>　　將種開關(guān)函數(shù)代入式（3-5）,記得到相應(yīng)的三相電壓型PWM整流器交流側(cè)電壓值，如表3-1所示。</p><p>　　表3-1 不同開關(guān)組合是的電壓值</p><p>　　由表3-1可以看出，三相電壓型PWM整流不同開關(guān)組合時的交流側(cè)電壓可以用一個模為2/3的空間電壓矢量

72、在復(fù)平面上表示出來，由于三相電壓型PWM整流器開關(guān)的有限組合，因而其空間電壓矢量只有條，如圖3-6 所示。其中，(0 0 0)、的(1 1 1)由于模為零而稱為零矢量。</p><p>　　圖3-2 三相電壓型PWM整流器空間電壓矢量分布圖</p><p>　　可見，某一開關(guān)組合就對應(yīng)一條空間矢量，該開關(guān)組合時的、、即為該空間矢量在三軸 (a，b，c)上的投影。則復(fù)平面上三相電壓型PWM整

73、流器空間電壓矢量可定義為：</p><p>　?。╧=1，2,…，6）(0-13)</p><p>　　上式可寫成開關(guān)函數(shù)形式，即</p><p>　　(m=0，1…，7) (0-14)</p><p>　　對于任意給定的三相基波電壓瞬時值、、，若考慮三相為平衡系統(tǒng)，即,則可在復(fù)平面內(nèi)定義電壓空間矢量 </p><p

74、><b>　　(0-15)</b></p><p>　　由式(3-8)可以看出，如果、、是角頻率為的三相對稱正弦波電壓，那么矢量V即為模為相電壓峰值，且以角頻率按逆時針方向勻速旋轉(zhuǎn)的空間矢量，而空間矢量在三相坐標(biāo)軸 (a，b，c)上的投影就是對稱的三相正弦量。</p><p>　　3.3.2 空間電壓矢量的合成</p><p>　　三相電

75、壓型PWM整流器空間電壓矢量共有8條，除2條零矢量外，其余6條非零矢量對稱均勻分布在復(fù)平面上。對于任一給定的空間電壓矢量， 均可由 8條三相電壓型PWM整流器空間電壓矢量合成，如圖3-3所示。6條模為2/3的空間電壓矢量將復(fù)平面均分成六個扇形區(qū)域I-VI。對于任一扇形區(qū)域中的電壓矢量，均可由該扇形區(qū)兩邊的空間電壓矢量來合成。如果在復(fù)平面上勻速旋轉(zhuǎn)，就對應(yīng)得到了三相對稱的正弦量。實際上，由于開關(guān)頻率和矢量組合的限制，的合成矢量只能以某一步

76、進(jìn)速度旋轉(zhuǎn)，從而使矢量端點(diǎn)運(yùn)動軌跡為一多邊形準(zhǔn)圓軌跡。顯然，PWM開關(guān)頻率越高，多邊形準(zhǔn)圓軌跡就越接近圓。</p><p>　　圖3-3 空間電壓矢量分區(qū)及合成</p><p>　　圖 3-3中，若在I區(qū)時，可由、和合成，依據(jù)平行四邊形法則，有：</p><p><b>　　(0-16)</b></p><p>　　式中

77、 、——矢量、一個開關(guān)周期中的持續(xù)時間；</p><p>　　——PWM開關(guān)周期。</p><p>　　令矢量的持續(xù)時間為，則</p><p><b>　　(0-17)</b></p><p>　　令矢量與間的夾角為，由正弦定理，則</p><p><b>　　(0-18)</b

78、></p><p>　　又因為，則聯(lián)立式 (3-10)、(3-11) 得</p><p><b>　　(0-19)</b></p><p>　　式中—空間電壓矢量PWM調(diào)制系數(shù)(l)，并且</p><p><b>　　(0-20)</b></p><p>　　對于零矢

79、量的選擇，主要是考慮選擇或應(yīng)使開關(guān)狀態(tài)變化盡可能少，以降低開關(guān)損耗。在一個開關(guān)周期中，令零矢量插入時間為，若其中插入的時間為，則插入的時間則為,其中。</p><p>　　3.3.3 基于正交坐標(biāo)系（)的空間電壓矢量PWM算法</p><p>　　由3.3.1分析可知，由三相電壓型PWM整流器開關(guān)的有限組合所決定的8條空間電壓矢量如圖3-4所示。</p><p>　

80、　圖3-4 空間電壓矢量分布</p><p>　　由圖3-5知，當(dāng)目標(biāo)電壓矢量在包括和的扇區(qū)時，可由它們來表示，即</p><p><b>　　(0-21)</b></p><p>　　圖3-5 目標(biāo)空間電壓矢量合成</p><p>　　在這里，、是矢量和在一個開關(guān)周期中的持續(xù)時間，是PWM開關(guān)周期，是零矢量持續(xù)時間。由

81、圖 3-5，可得如下算式:</p><p><b>　　(0-22)</b></p><p>　　由3.3.2分析，圖3-4中所有空間電壓矢量的幅值為，由相電壓的最大值歸一化，則空間電壓矢量的幅值為，所以==， 則由式(3-15)得 </p><p><b>　　(0-23)</b></p><p>

82、;　　在這里，、也是由相電壓的最大值歸一化得到的值，由式（3-16)可得</p><p><b>　　(0-24)</b></p><p>　　同理，如果在包括了和的扇形區(qū)內(nèi)，這兩個空間電壓矢量持續(xù)的時間為</p><p><b>　　(0-25)</b></p><p>　　在這里，是在一個開關(guān)周

83、期中的持續(xù)時間?，F(xiàn)定義如下式</p><p><b>　　(0-26)</b></p><p>　　則當(dāng)在包括了和的扇形時，，,在包括了和的扇區(qū)內(nèi)時，,。同理，經(jīng)計算可得在不同的扇區(qū)時的取值，具體如表3-2所示。</p><p>　　表3-2 不同扇形區(qū)的、值</p><p>　　由式（3-8），作如下定義</p&

84、gt;<p><b>　　(0-27)</b></p><p>　　如果，令a=l ，否則 a=0；如果，令b=1 ，否則b=0；如果，則令c=l ，否則 c=0。則使 s=a+2xb+4xc，s即為空間電壓矢量所在的扇區(qū)，對應(yīng)關(guān)系如表3-3所示。</p><p>　　表3-3 扇區(qū)對應(yīng)表</p><p>　　那么變量、、可通過下

85、式計算</p><p><b>　　(0-28)</b></p><p>　　則整流器控制信號對應(yīng)的占空比如表3-4所示。</p><p>　　表3-4 占空比對應(yīng)關(guān)系</p><p>　　本文所采用的空間電壓矢量PWM調(diào)制方式如圖3-6所示，圖3-6是當(dāng)目標(biāo)電壓矢量在包括和的扇區(qū)時的波形。</p><

86、;p>　　圖3-6 空間電壓矢量PWM調(diào)制方式圖</p><p>　　3.3.4 SVPWM與SPWM控制的比較</p><p>　　常規(guī)的 SPWM控制是將三角載波和對稱的三相正弦調(diào)制波比較生成PWM波形，這實際上是一種相電壓控制方式。當(dāng)調(diào)制比 m=1時，三相電壓型PWM整流器相電壓峰值為，而線電壓峰值為。</p><p>　　對于三相電壓型PWM整流器空間

87、電壓矢量PWM(SVPWM)控制，當(dāng)參考矢量位于I區(qū)間時，由式(3-14)、(3-15)分析易得SVPWM線性調(diào)制時的約束條件為</p><p><b>　　(0-29)</b></p><p>　　將式(3-14)、(3-15)代入，得</p><p><b>　　(0-30)</b></p><p&

88、gt;　　若對于任意的值，式(3-23)帶入均成立，則</p><p><b>　　(0-31)</b></p><p>　　當(dāng)采用SVPWM控制時，三相電壓型PWM整流器相電壓峰值的最大值為，與SPWM控制時的最大相電壓峰值相比，SVPWM控制將電壓利用率提高15.47%。依次變動所在區(qū)間，所得結(jié)論不變。因而，與常規(guī)的SPWM控制相比，SVPWM控制具有電壓利用率高

89、的優(yōu)點(diǎn)。</p><p>　　3.4 PI控制器的設(shè)計與數(shù)字化實現(xiàn)</p><p>　　按閉環(huán)系統(tǒng)誤差信號的比例、積分、微分進(jìn)行控制的控制器(簡稱為PID調(diào)節(jié)器)，它是連續(xù)系統(tǒng)中技術(shù)成熟、應(yīng)用最為廣泛的一種控制器。它的結(jié)構(gòu)簡單，參數(shù)易于調(diào)整，在長期應(yīng)用中己積累了豐富的經(jīng)驗。特別是在工業(yè)過程控制中，由于被控對象的精確數(shù)學(xué)模型難以建立，系統(tǒng)的參數(shù)經(jīng)常發(fā)生變化，運(yùn)用控制理論分析綜合要耗費(fèi)很大代價

90、，卻不能得到預(yù)期的效果，所以，往往采用PID控制器根據(jù)經(jīng)驗在線整定PID的參數(shù)，以便得到滿意的控制效果。</p><p>　　3.4.1 PID控制原理</p><p>　　常規(guī)PID控制系統(tǒng)原理圖如圖3-7所示，系統(tǒng)由模擬PID控制器和被控對象組成PID控制器是一種線性控制器，它根據(jù)給定值與實際輸出值構(gòu)成控制偏差：</p><p><b>　　(0-32

91、)</b></p><p>　　將偏差的比例（P）、積分（I）和微分(D)通過線性組合構(gòu)成控制量，對被控對象進(jìn)行控制，故稱PID控制器。其控制規(guī)律為</p><p><b>　　(0-33)</b></p><p><b>　　或?qū)懗蓚鬟f函數(shù)形式</b></p><p><b>

92、;　　(0-34)</b></p><p>　　圖3-7 模擬PID控制系統(tǒng)原理框圖</p><p>　　式中——比例系數(shù)；</p><p>　　——積分時間常數(shù)；</p><p><b>　　——微分時間常數(shù)。</b></p><p>　　簡單說來，PID控制器各校正環(huán)節(jié)的作用如

93、下：</p><p><b>　　1. 比例環(huán)節(jié)</b></p><p>　　對于偏差是即時反應(yīng)的，偏差一旦出現(xiàn)，控制器立即產(chǎn)生控制作用，使控制量向減小偏差的方向變化，控制作用的強(qiáng)弱取決于比例系數(shù)；</p><p><b>　　2.積分環(huán)節(jié)</b></p><p>　　主要用于消除系統(tǒng)的靜差，提高系

94、統(tǒng)的無差度。積分作用的強(qiáng)弱取決于積分時間常數(shù)，越大，積分作用越弱，反之則越強(qiáng)。增大將減慢消除靜差的過程，但可減少超調(diào)，提高穩(wěn)定性。</p><p><b>　　3. 微分環(huán)節(jié)</b></p><p>　　能反映偏差信號的變化趨勢，并能在偏差信號值變得太大之前，在系統(tǒng)中引入一個有效的早期修正信號，從而減小超調(diào)，克服振蕩，加快系統(tǒng)的動作速度，減小調(diào)節(jié)時間，改善了系統(tǒng)的動態(tài)

95、性能。</p><p>　　3.4.2 PID控制器的數(shù)字化實現(xiàn)</p><p>　　由于計算機(jī)控制是一種采樣控制，它只能根據(jù)采樣時刻的偏差值計算控制量，因此，式(3-26)中的積分和微分項不能直接使用，需要進(jìn)行離散化處理。按模擬PID控制算法的算式（3-26) ，現(xiàn)已一系列的采樣時刻點(diǎn)kT代表連續(xù)時間t，以和式代替積分，以增量代替微分，則可作如下近似交換：</p><

96、p><b>　　(0-35)</b></p><p>　　式中 T——采樣周期。</p><p>　　顯然，上述離散化過程中，采樣周期T必須足夠短，才能保證有足夠的精度。將簡化表示成等，即省去T。將式（3-28）代入式（3-26），可得離散的PID表達(dá)式為：</p><p><b>　　(0-36)</b></

97、p><p><b>　　或者</b></p><p><b>　　(0-37)</b></p><p>　　式中 —采樣序號，= 1,2,3,…； </p><p>　　—第k次采樣時刻的計算機(jī)輸出值；</p><p>　　—第k次采樣時刻的輸入偏差值；</p>

98、<p>　　—第(k- l)次采樣時刻的輸入偏差值；</p><p><b>　　—積分系數(shù)，；</b></p><p><b>　　—微分系數(shù),。</b></p><p>　　由式（3-30）可得</p><p><b>　　(0-38)</b></p>

99、;<p>　　由式（3-30）和（3-31）可得 (0-39)</p><p><b>　　所以</b></p><p><b>　　(0-40)</b></p><p>　　3.4.3 三相電壓型PWM整流器的PI控制器的設(shè)計</p><p>　　在三相電壓型PWM整流器的過程啟動

100、、結(jié)束或大幅度增減負(fù)載時，短時間內(nèi)系統(tǒng)的輸出有很大的偏差，會造成算得的控制量超過執(zhí)行機(jī)構(gòu)可能最大動作范圍對應(yīng)的極限控制量，最終引起系統(tǒng)較大的超調(diào)，甚至引起系統(tǒng)的震蕩，這是絕對不允許的。本文采用積分分離和變參數(shù)PI控制算法進(jìn)行PI控制器的設(shè)計，既保持了積分作用，又減小了超調(diào)量，具有較好的控制性能。具體實現(xiàn)如下:</p><p>　　1.根據(jù)實際情況，設(shè)定一閥值>0；</p><p>　

101、　2.當(dāng)>時，也即偏差值比較大時，為了避免過大的超調(diào)，又使系統(tǒng)有較快的響應(yīng)，采用比例控制，比例系數(shù)取為，控制輸出為</p><p><b>　　(0-41)</b></p><p>　　3.當(dāng)時，也即偏差信號比較小時，采用PI控制，比例系數(shù)取為，且有>。在這種條件下，設(shè)定一閥值，當(dāng)時，PI控制輸出為</p><p><b>

102、;　　(0-42)</b></p><p><b>　　(0-43)</b></p><p><b>　　在這里，A按下來取</b></p><p><b>　　(0-44)</b></p><p>　　當(dāng)時，由式 (3-33) ，可得PI控制的輸出為</p&

103、gt;<p><b>　　(0-45)</b></p><p>　　3.5 三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)仿真的研究</p><p>　　3.5.1 三相電壓現(xiàn)PWM整流器主電路的仿真模型</p><p>　　針對三相電壓型PWM整流器，建立采用開關(guān)函數(shù)描述的數(shù)學(xué)模型，首先作以下假設(shè)：</p><p>　　1.

104、電網(wǎng)電動勢、、為三相平穩(wěn)的純正弦波電動勢；</p><p>　　2.網(wǎng)側(cè)電感是線性的，且不考慮飽和；</p><p>　　3.將功率開關(guān)管損耗等效電阻同交流濾波電感等效電阻合并，且令。</p><p>　　定義單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù)為：</p><p><b>　　(0-46)</b></p><p&

105、gt;　　由圖2-1，忽略開關(guān)器件的開關(guān)延時、死區(qū)時間，控制系統(tǒng)緩沖時間，根據(jù)霍爾效應(yīng)電壓定律，三相電壓型PWM整流器a相回路方程為：</p><p><b>　　(0-47)</b></p><p>　　當(dāng)導(dǎo)通,而關(guān)斷時, ，且;當(dāng)關(guān)斷,而導(dǎo)通時，開關(guān)函數(shù)，且。則， 式(3-40)可改寫成；</p><p><b>　　(0-48)

106、</b></p><p>　　同理，可得b相、c相方程如下：</p><p><b>　　(0-49)</b></p><p><b>　　(0-50)</b></p><p>　　若考慮三相對稱系統(tǒng)，則</p><p><b>　　(0-51)<

107、/b></p><p><b>　　又有 </b></p><p><b>　　(0-52)</b></p><p>　　聯(lián)立式（3-41）-（3-43）得</p><p><b>　　(0-53)</b></p><p>　　當(dāng)忽略橋路損耗時，其

108、交、直流側(cè)的功率平衡關(guān)系為：</p><p><b>　　(0-54)</b></p><p><b>　　又因為 </b></p><p><b>　　(0-55)</b></p><p>　　聯(lián)立式（3-46）、（3-48）并化簡，得</p><p>

109、;<b>　　(0-56)</b></p><p>　　另外，直流側(cè)負(fù)載自電阻和一個電流源并聯(lián)組成，對直流側(cè)電容正極節(jié)點(diǎn)處應(yīng)用基爾霍夫電流定律，得</p><p><b>　　(0-57)</b></p><p>　　聯(lián)立式（3-41）、（3-42）、（3-43）和（3-50），并引入狀態(tài)變量X，且有</p>

110、<p><b>　　(0-58)</b></p><p>　　則采用單極性二極邏輯開關(guān)函數(shù)描述的三相電壓PWM整流器的一般數(shù)學(xué)模型的狀態(tài)變量表達(dá)式為: </p><p><b>　　(0-59)</b></p><p><b>　　其中</b></p><p>　

111、　這里，L是每相交流濾波電感的值，R是每相功率開關(guān)損耗等效電阻與交流濾波電感等效電阻的和，C是直流輸出側(cè)的電容值，是電流源的電流值。由三相電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型，在MATLAB軟件的SIMULINK交互式仿真集成環(huán)境下利用S函數(shù)建立了三相電壓型PWM整流器的主電路的仿真模型，如圖 3-8所示。</p><p>　　圖3-8 PWM整流器主電路仿真模型</p><p>　　在這里i-

112、supply為直流測電流源電流is、 ea、 eb、 ec 為交流側(cè)三相平穩(wěn)的純正弦波電動勢，sa、sb、sc為整流器橋路驅(qū)動信號的輸入，ia、ib、ic為交流側(cè)三相平穩(wěn)的純正弦波電動勢輸出的相電流 ，vdc為直流側(cè)母線電壓輸出。</p><p>　　3.5.2 空間電壓矢量PWM控制模塊的仿真模型</p><p>　　根據(jù)本章3.3.3節(jié)分析，在SIMULINK交互式仿真集成環(huán)境下建立了

113、空間電壓矢量PWM控制模塊的仿真模型，具體如下：</p><p>　　1.目標(biāo)電壓矢量扇區(qū)的判斷模型如圖3-9所示。</p><p>　　圖3-9 電壓矢量扇區(qū)的判斷模型</p><p>　　2.計算X、Y、Z 的模型如圖3-10所示。</p><p>　　圖3-10 計算X、Y、Z的模型</p><p>　　3.計算

114、t1、t2的模型如圖3-11所示。</p><p>　　圖3-11 計算t1、t2的模型</p><p>　　4.計算taon、tbon、tcon的模型如圖3-12所示。</p><p>　　圖3-12 計算taon、tbon、tcon的模型</p><p>　　5.計算Ta、Tb、Tc的模型如圖3-13所示。</p><

115、p>　　圖3-13 計算Ta、Tb、Tc的模型</p><p>　　6.根據(jù)以上所建立的模型，建立的空間電壓矢量PWM控制模塊的仿真模型如圖 3-14所示。</p><p>　　圖3-14 空間電壓矢量PWM控制模塊的仿真模型</p><p>　　根據(jù)PWM控制的基本原理，在空間電壓矢量PWM控制模塊仿真模型中，Ta、Tb、Tc為控制輸出的調(diào)制信號，與等腰三角