高頻小信號調頻發(fā)射機課程設計

1、<p><b>　　目 錄</b></p><p>　　一、 確定電路組成方案1</p><p>　　二、 單元電路分析2</p><p>　　1. 調頻振蕩電路2</p><p>　　2. 緩沖隔離電路4</p><p>　　3. 功率激勵級電路6</p>&

2、lt;p>　　4. 末級功放電路7</p><p>　　三、 總電路圖11</p><p><b>　　四、 總結12</b></p><p>　　五、 參考文獻13</p><p>　　一、確定電路組成方案</p><p>　　擬定整機方框圖的一般原則是，在滿足技術指標要求的前提下

3、，應力求電路簡單、性能穩(wěn)定可靠。單元電路級數盡可能少，以減小級間的相互感應、干擾和自激。</p><p>　　調頻可以有兩種實現方法，一是直接調頻，就是用調制信號直接控制振蕩器的頻率，使其按調制信號的規(guī)律線性變化。另一種就是間接調頻，先對調制信號進行積分，再對載波進行相位調制。兩種調頻電路性能上的一個重大差別是受到調頻特性非線性限制的參數不同，間接調頻電路提供的最大頻偏較小，而直接調頻可以得到比較大的頻偏。間接調

4、頻雖然穩(wěn)定性高，但是頻偏難以獲得并且電路比較復雜。</p><p>　　所以，通常小功率發(fā)射機采用直接調頻方式，它的組成框圖如下所示。 </p><p><b>　　二、單元電路分析</b></p><p><b>　　1．調頻振蕩電路</b></p><p>　　考慮到變容二極管偏置電路簡單起見

5、，采用共基電路。因要求的頻偏不大，故采用變容二極管部份接入振蕩回路的直接調頻方式。C9為基極高頻旁路電容，R10、R11、R12為T1管的偏置電阻。采用分壓式偏置電路有利于工作點穩(wěn)定。振蕩電壓經電容C12耦合加至T2緩沖隔離級。</p><p>　　為減小變容二極管上高頻電壓的影響，這里采用兩只變容管對接的方式。主振部分是電容三點式電路,兩只變容二極管背靠背連接。扼流圈L3和L6對高頻呈現較高阻抗，但對低頻調制信

6、號呈現較低阻抗；對于直流偏置和調制信號而言，兩只變容管相當于并聯，所處的偏置點和所受調制狀態(tài)是一樣的，對于高頻信號而言，它們是串聯的，這就使得加在每只管子上的高頻電壓幅度下降一半，減弱了高頻電壓的作用。由于兩管同極性端對接，它們對于高頻電壓的相位處于相反狀態(tài)，因而防止了高頻電壓幅度過大時變容二極管對諧振回路的影響在單個變容管電路中，當出現這種現象時將使回路Q值大大下降。此外，還可以削弱高頻振蕩電壓的諧振成分。因為變容管是非線性器件，高頻

7、信號必然產生諧波分量，可能引起交叉調制干擾?，F在，兩管高頻信號反相，某些諧波成分就可以抵消了?？墒?，兩管串聯后總電容要減半，所以調制靈敏度有所降低。</p><p>　　計算主振回路元件值。諧振頻率，CQ∑是回路靜態(tài)總電容。</p><p><b>　　取</b></p><p><b>　　為方便計算可取</b><

8、/p><p>　　C10=40pF，C11=60pF，C13=8pF。</p><p><b>　　2．緩沖隔離電路</b></p><p>　　將振蕩級與功放級隔離,以減小功放級對振蕩級的影響，因為功放級輸出信號較大，工作狀態(tài)的變化會影響振蕩器的頻率穩(wěn)定度，或者波形失真或輸出電壓較小，為減小級間相互影響，通常在中間插入緩沖隔離級，緩沖隔離級常采用

9、射極跟隨器電路。 調節(jié)射極電阻RP1,從而改變射極跟隨器輸入阻抗,緩沖隔離級電路具有輸入阻抗高、輸出阻抗低、電壓放大倍數近似等于1的特點。</p><p>　　晶體管的靜態(tài)工作點應位于交流負載線的中點。一般取</p><p><b>　　, </b></p><p>　　對于上述電路 取VCEQ=12 ， ICQ=6mA</p

10、><p>　　則 </p><p>　　取R7=1K、RP1=1K，</p><p>　　為減小射極跟隨器對前級振蕩器的影響，一般取C8為0.01uF左右。</p><p><b>　　3．功率激勵級電路</b></p><p>　　由于振蕩器不能給予末級功放所需的足

11、夠大的輸入功率，所以需要一個功率激勵級。由于功率激勵級只需要放大功率即可，所以這里使用一個甲類功率放大器。用到的晶體管是晶體管3DG100。電路圖如下圖：</p><p><b>　　4. 末級功放電路</b></p><p>　　將前級送來的信號進行功率放大，使負載天線上獲得滿足要求的發(fā)射功率，如果求整機效率較高，則應采取丙類功率放大器，若整機效率要求不高，如小于5

12、0% 波形失真較小時，則可以采用甲類功率放大器。</p><p>　　功率放大器是依據激勵信號放大電路對電流的控制，起到把集電極電源直流功率變換成負載回路的交流功率的作用。在同樣的直流功率作用條件下，轉換的功率越高，輸出的交流功率越大。</p><p>　　集電極基波電壓的振幅</p><p>　　集電極電源提供的直流功率： </p><p>

13、;　　式中為余弦脈沖的直流分量。電流脈沖ic經傅里葉級數分解，可得到峰值Icm與分解系數an(θ)的關系式</p><p>　　式中，為余弦脈沖的最大值；為余弦脈沖的直流分解系數。</p><p>　　式中，為晶體管的導通電壓；為晶體管的基極偏置；為功率放大器的激勵電壓振幅。</p><p>　　集電極輸出基波功率：</p><p>　　式中

14、為回路兩端的基頻電壓，為余弦電流脈沖基頻電流，為回路的諧振阻抗。</p><p><b>　　集電極效率：</b></p><p>　　式中，為集電極電壓利用系數；γ為余弦脈沖的基波分解系數與直流分解系數之比。</p><p>　　功率放大器的設計原則是在高效率下取得較大的輸出功率。在實際運用中，為兼顧高的輸出效率和高效率，通常。</p&

15、gt;<p>　　丙類放大器的負載特性</p><p>　　欠壓狀態(tài)：在欠壓區(qū)至臨界點 的范圍內，放大器的輸出電壓隨負載電阻的增大而增大，而電流、、基本不變，輸出電流的振幅基本上不隨變化而變化，故輸出功率基本不變。</p><p>　　臨界狀態(tài)：負載線和正好相交于臨界線的拐點。放大器工作在臨界狀態(tài)時，輸出功率大，管子損耗小，放大器的效率也就較大。其對應的最佳負載電阻值，用表示

16、，即：</p><p>　　當變小時，放大器處于欠壓工作狀態(tài)，如C點所示。集電極輸出電流較大，集電極電壓較小，因此輸出功率和效率都較小。變大時，放大器處于過壓工作狀態(tài)，如B點所示。集電極電壓雖然較大，但集電極電流凹陷，因此輸出功率較低，但效率較高。為了兼顧輸出功率和效率的要求，諧振功率放大器通常選擇在臨界工作狀態(tài)。</p><p>　　設計諧振功率放大器為臨界工作狀態(tài)的條件是： 。<

17、/p><p>　　式中，為集電極輸出電壓幅度；為電源電壓；為晶體管飽和壓降。</p><p>　　過壓狀態(tài)：放大器的負載較大，在過壓區(qū)，隨著負載的加大，要下降，因此放大器的輸出功率和效率也要減小。輸出電流的振幅將隨的減小而下降，故輸出功率也隨之下降</p><p>　　其負載特性如圖諧振功率放大器的負載特性。</p><p><b>　

18、　三、總電路圖</b></p><p><b>　　四、總結</b></p><p>　　兩周的高頻課程設計很快就結束了，對于這次課程設計我感觸頗深。在以前學習高頻的過程中，我僅僅只是看書，并沒有自己去動手設計過任何電路。而通過這次課程設計我深深感覺到僅僅通過看書是不行的，一旦要自己設計電路就不知道從何下手，任務書下達后，我心中就有了大致的框架，但是具體到

19、每個電路的設計以及參數的計算，元件的選擇，就感覺到無從下手了。這個電路的電阻電容怎么算？用哪種型號的三極管？濾波電容怎么選擇？碰到這些問題后，我才感覺到原來自己學的還遠遠不夠。</p><p>　　因此，我開始去圖書館，網上到處尋找相關的資料，去了解濾波，旁路電容的作用，以及三極管的性能參數，尋找關于發(fā)射機電路的電阻，電容的計算，然后在平時的時候將自己的經驗和一些問題和同學相互交流。在不懈的努力下，我終于對整個發(fā)

20、射機電路有了更深入的理解，同時我也深深的認識到自己設計能力的不足，我認為設計一個電路不僅需要極為扎實的專業(yè)知識與較強的動手能力，而且需要不斷的去查找對自己有用的資料。</p><p>　　我堅信在以后的學習過程中，我一定會不斷學習新的知識，提高自己的設計和動手能力！在此，感謝浣老師對我的指導！</p><p><b>　　五、參 考 文 獻</b></p>

21、<p>　　《無線接收發(fā)射應用集成電路手冊》 趙負圖 </p><p><b>　　化學工業(yè)出版社</b></p><p>　　《晶體管收音機手冊》 上?？茖W技術出版社</p><p>　　《接收機系統(tǒng)設計》 美。J。E斯蒂芬.</p><p><b>　　宇航出版社</b>&