通信工程類外文翻譯@中英文翻譯@外文文獻翻譯

1、<p>　　寬帶，穩(wěn)定增益，FET輸入的運算放大器</p><p><b>　　特征：</b></p><p>　　400MHz穩(wěn)態(tài)增益帶寬</p><p>　　低輸入偏置電流:5pA</p><p>　　高輸入電阻:1012Ω或1.0pF</p><p>　　極低的dG/dP :0.0

2、06%/0.009°</p><p>　　低扭曲:在5MHz為90dB </p><p>　　快速設置：17ns(0.01%)</p><p>　　高輸出電流：60mA</p><p><b>　　超速傳動快速恢復</b></p><p><b>　　應運：</b>

3、</p><p>　　寬帶光電二極管放大器</p><p><b>　　峰值檢測</b></p><p><b>　　CCD輸出緩沖器</b></p><p><b>　　ADC輸入緩沖器</b></p><p><b>　　高速積分儀<

4、/b></p><p><b>　　檢測和測量前端</b></p><p>　　寬帶光電二極管轉移阻抗放大器</p><p>　　一種包含寬帶，穩(wěn)態(tài)增益，電壓反饋運算OPA655，當有FET輸入時，能為ADC緩沖器和轉移阻抗設備提供十分寬廣的動態(tài)放大范圍。</p><p>　　良好的脈沖設置和極低的調和扭曲將支持更

5、高要求的ADC輸入緩沖需要。</p><p>　　寬帶穩(wěn)態(tài)增益和FET輸入在高速，低噪聲積分器中允許特殊的操作。</p><p>　　由FET輸入所提供的高輸入阻抗和低偏置電流能被極低的輸入電壓噪聲支持，在寬帶光電二極管設備中達到極低的積分噪聲。</p><p>　　給定的OPA655高達240MHZ的增益帶寬產品可以提供高寬帶轉移阻抗。如下圖所示，來自于47PF

6、的電容高達1兆歐的轉移阻抗可以提供1MHZ，-3增益的帶寬。</p><p><b>　　性能討論：</b></p><p>　　使用FET輸入阻抗的放大器具有同那些用biploar阻抗相似的功能外，還有一些重要的優(yōu)點。在標準運算中，低輸入偏置電流可以減少由于一個非常高或者未知源的阻抗所產生的直流電壓錯誤。在絕大多數OPA655使用中，輸出直流錯誤只是由于低于1mv輸

7、入激勵電壓所造成的。類似地，輸入電流噪聲幾乎對輸出電流噪聲影響很小。對于低電流噪聲和低于6nv/ 輸入電壓噪聲的OPA655對于寬帶阻抗的應用極為有益。</p><p>　　OPA655的高寬帶增益和近乎線性的輸出，可以通過5MHz對于2v的峰值電壓擺動在100Ω處，來控制調和扭曲低于-90dbc.在低頻率或高負載阻抗時，這種顯著地減少扭曲可以被觀察到。</p><p>　　圖1 放大

8、器的內部原理</p><p><b>　　操作時需考慮的問題</b></p><p>　　對于PC板外形的仔細觀察可以實現如典型性能曲線中所示的特殊操作。一般來講，對于電源提供的低阻抗路徑，和I/O信號端的寄生連接均需很好的操作。在非翻轉輸入周圍可以使用一個防護裝置，可以減少由于普通模式輸入信號所產生的漏電流，。然而， 驅動翻轉點處的防護裝置，能增加不同的輸入能力，很

9、可能會導致寬帶的增加及不穩(wěn)定性。非翻轉緩沖器的應用需一個極低的電感連接在輸出和翻轉輸入之間，以減少頻響的峰值。</p><p>　　OPA655名義上是為了執(zhí)行所提供的正負5伏電壓所設計的，它所提供的最大節(jié)點的電壓應被限制在少于11V。自從一個提供獨立偏置使用以來，幾乎很少將提供電壓的改變看作是交流操作的改變。</p><p>　　基本運算放大器的連接</p><p&g

10、t;　　圖2到圖4說明基本運放的連接電路也適用于OPA655。高輸入阻抗和低閉環(huán)輸出阻抗對于非翻轉緩沖器的應用是有益的。記住那些對于一個輸入直流路徑仍然是必須的。甚至于用極低的FET輸入偏置電流，開放的電壓源將導致輸入飽和。對于最好的頻響，我們建議使用位于輸出和翻轉輸入之間的直接短路徑。由于輸入偏置電流不必是先聯的，匹配一個電阻的非翻轉源阻抗在一個反饋網中是不被推薦使用的。</p><p>　　圖2 非翻轉穩(wěn)態(tài)增

11、益緩沖器</p><p>　　非翻轉運放圖將再次展示對于輸入信號的高輸入阻抗和低輸出阻抗所驅動的信號增益。圖中所示的100Ω的RF將提供了典型特性曲線中的頻響。除了高頻率非翻轉運放，RF和R1的值將被限制到小于1.0K，運放的負載RF+R1相單于負載阻抗。</p><p>　　圖3 非翻轉運算放大器</p><p>　　圖4中的翻轉運放提供了一個寬頻，輸入阻抗可以控

12、制的，低直流小誤差運放。通過調整R1可以設定輸入阻抗達到預定大小，于是在調整RF，使其達到預定增益?；蛘呖梢栽O定RF和R1達到預定值，再獨立地控制輸入阻抗使其等于電阻R1和任意對地電阻為RT的復合。為了估計任意匹配時的帶寬，首先應計算增益作為一個非翻轉放大器。這個通常被稱為噪聲增益，或者簡化為翻轉反饋因素β。</p><p>　　圖4 翻轉運算放大器</p><p>　　以翻轉運放為例，通

13、過設定電壓源為0，可以得出β的值。從而可以計算出比的值。</p><p>　　R1加上RT并RS就等于翻轉輸入對地的總電阻</p><p>　　帶寬的結果近似地等于噪聲增益除以運放產生的增益。</p><p>　　在實踐中，低噪聲增益（<5）將產生一個比我們所測得由于第二個命令桿的峰值更寬的帶寬。例如來源于0Ω的源阻抗，翻轉增益為-1，它產生一個非翻轉增益為2

14、，預計信號帶寬為185MH。</p><p><b>　　典型應用</b></p><p>　　OPA655所產生的高增益和低噪聲十分適合于寬帶轉移阻抗的應用。數據紙的首頁顯示了對來源于有47PF相對大的參數電容，所測量的結果為1MΩ的轉移阻抗增益。對于寬頻轉移阻抗應用的關鍵是設定對通過反饋阻抗到達一個平滑，限制帶寬，頻響的補償電容。圖5顯示了對于設定反饋補償電容CF

15、的解析電路，而圖6顯示了預感解析。</p><p>　　圖5 轉移阻抗解析電路</p><p>　　圖6 轉移阻抗的預感解析</p><p>　　OPA655翻轉輸入相對于地的總電容將設定為源電容CS作為解析目的。CS是CD，CCM和CDIFF之和。觀察一下轉移阻抗配置中的預知解析，在低頻時噪聲增益為1，但是當頻率大于時由于在翻轉點處所形成的電容值為0而增加。需重要

16、指出的是運放的輸入噪聲電壓增益也將相似地增加。為了得到最大帶寬，CF通常被設定為在增長的噪聲增益和下降的開環(huán)增益而形成高頻端的交叉點。這個可以通過設定等于幾何數來完成。這就意味著運放所產生的頻響和寬帶增益為0。若產生的增益帶寬用HZ來表示，假定CF《CS，CF將被計算為：</p><p>　　它是為了設定噪聲增益和開環(huán)增益相應在它們交叉點處的高頻端。</p><p>　　如果對于噪聲增益的

17、準確地設定在與運放開環(huán)增益下降端的交叉點，這個電路（曲線）將在45度段產生一個很高的頻率響應。為了減少寬頻噪聲和脈沖響應，將這個點應設定在比上圖放大解析頻率稍少的地方較好。對于轉移阻抗分布的又一個有條理的解析，產生了對于頻率響應以達到最大平滑特性的以下結果。</p><p>　　利用OPA655的寬帶增益可以產生用HZ表示的GBW，定義了一個變量:</p><p>　　接下來，需CF以產生

18、一個最大平滑頻響：</p><p>　　對于轉移阻抗的-3增益的帶寬結果為：</p><p>　　圖7表示的是以達到最大平滑響應時的CF與RF的關系。圖8表示的是為了達到圖7所設定的CF時所需同幅度的RF和CD的帶寬。這些圖標中還包含了相當于二極管電容的CD的參數為2.2PF的輸入電容。對于補償電容F低效可以通過斷開反饋電阻，如首頁運用電路可知。</p><p>

19、　　圖7 補償電容和反饋電阻的關系曲線</p><p>　　圖8 最大平滑帶寬</p><p>　　不同種類的放大器的高速使用儀器</p><p>　　利用OPA655可以實現高速度的不同種類的放大器。在一個單獨標準運放的不同配置圖中，低輸入偏置電流允許相對高的電阻值。二者擇一地，如圖9中所示，利用一個三運放使用儀器可以實現一個不同高輸入阻抗的運放。</p&

20、gt;<p>　　圖9 高輸入阻抗，寬頻1NA</p><p>　　在這個例子中，OPA655提供了一個不同增益值：</p><p>　　和OPA651不同階段輸入為1的普通模式增益。OPA651，一種增益為2的，穩(wěn)定，寬頻電壓反饋運放，抵制了普通模式，并且提供了與負載50歐的一半相匹配的不同增益。為了匹配這個負載如圖10中所示，這個電路在1.5V/V的不同增益處實現了136

21、Hz的帶寬。調音電容CT用來匹配兩路信號的高頻增益，以改善高頻CMRR。使用這些調整方式，通過100MHz以后CMRR〉400增益就可以實現。</p><p>　　圖10 對于1NA 頻響的測量</p><p><b>　　最佳性能：</b></p><p><b>　　直流準確性</b></p><

22、p>　　OPA655對于低輸入激勵電壓是激光整流的，限制了對于外部整流電路的要求。在很多的情況下，對于輸出直流錯誤，FET低輸入偏置電流不會起很大作用。例如，在最小增益為1，最大溫度85℃。對于反饋電阻大于312千歐只有其超過輸入激勵電壓時，輸入偏置電流將產生錯誤。只有那些相對輸入電源較高或反饋電阻值較大的，他們的輸入偏置電流所產生的誤差大多是由于輸出直流錯誤。類似地，若兩個輸入偏置電流很小，但不是很匹配。通過源阻抗并與之匹配的輸

23、入偏置電流的取消是不被推薦的。</p><p>　　輸入激勵源的變化會使所能提供的電壓產生改變。利用PSR的具體情況來計算這些。例如，所提供的電壓發(fā)生0.5V的改變，經常表現為輸入激勵電壓發(fā)生0.28mv的變化。</p><p>　　如典型性能曲線圖中所示，反面的常模輸入電壓可以導致輸入偏置電流增加。當電壓源或反饋電阻較大，并且常模輸入電壓接近于-2.5v時，這些將對直流精度產生影響。對于

24、二極管轉移阻抗的設備在非翻轉運放輸入需一個偏置電壓時，正的輸入偏置是值得參考的。</p><p><b>　　頻率響應補償</b></p><p>　　OPA655本質上是利用來補償單元增益使其穩(wěn)定，這個單元用100歐負載。其相位極限為58度。這個單元增益的相位極限顯示出一個頻響中的微小尖點。為了減小這個尖點同時要求一個地電感短距離連接從輸出到翻轉輸入端。單元增益這個

25、穩(wěn)定的寬頻給予自己很好的集成和緩沖作用。</p><p>　　在高增益處，相位極限和平坦度將會改善。因為相位極小很少依賴于負載，在增益為+2處平坦度將會通過改變負載而變化。在典型性能曲線中，利用100歐的反饋和100歐的負載可見非常平坦的性能曲線。我們可以通過增加負載和反饋電阻使其上升或減少它們使其下降。在寬帶方面我們記得一個-1的反轉增益就等于一個+2的增益。例如，噪聲增益等于2對于電壓反饋運放外部補償技術的發(fā)

26、展是可以應用的。還比如，在非翻轉結構中，通過在有反饋電阻的路徑中放置一個電容，將可以減小增益到+1，在f=1/2ΠRFCF時。同樣，在非翻轉結構中，不用改變低頻翻轉增益，而在翻轉點處放置一個RC對地的網，這個帶寬將會受到限制。在高頻處這些將起到增加噪聲增益的作用，從而限制了翻轉輸入信號通過增益帶寬產品的帶寬。</p><p>　　在高增益處，這個電壓反饋增益帶寬產品將會限制可以達到的信號帶寬。若FET輸入不需要，

27、在高增益處的高寬帶將是必須的，可考慮從當前的運放像OPA658中得到所需的帶寬。</p><p><b>　　驅動電容負載</b></p><p>　　對于驅動電纜末端的低阻抗，高開環(huán)增益和OPA655的AB類輸出段是最優(yōu)化的。在輸出端的電容負載可以減少導致頻響峰值和可能振動的相位極限。這種影響在單位增益中特別強調，而在高增益中并不重要。正如圖11種所示，通過利用一個

28、電阻隔離一個電容負載可以使頻響平滑曲線得以保持。典型性能曲線中給出一個當CL增加時，為了保持平坦頻響的一個最小的RISO.在圖11中所示的1千歐的通過CL的負載是這個測量的探測負載，它可以是任意的。</p><p><b>　　脈沖和過度驅使曲線</b></p><p>　　像OPA655的高速運放可以為輸入脈沖提供一個非常快的設置時間。良好的平滑響應和線性相位對于得

29、到較好的設置時間是必須的。正如說明書中所示，對于電壓為1伏，增益為1的OPA6558nS只是其最快設置時間的0.1%。輸入轉換之后，說明書中必須定義時間。</p><p>　　圖11 驅動一個寄生負載</p><p>　　對于一個1伏變化，再一個誤差為1毫伏時的穩(wěn)定通信為0.1%。對于最好的穩(wěn)定時間，再頻響中可以允許很小或無峰值。用推薦的RISO作為寄生負載將限制峰值，同時減少穩(wěn)定時間。

30、特別毫的穩(wěn)態(tài)需仔細觀察在所提供的去藕電容對地的反饋電流。去藕輸出端能量的提供同主要的輸如能量的分開將會改善穩(wěn)態(tài)和調和扭曲特性。</p><p>　　正如典型性能曲線中所示，OPA655從輸入過載的恢復是非?？斓摹τ诜欠D操作，對負載電荷的過載恢復將會比正電荷快10ns.對于翻轉輸入模型的操作，比如轉移阻抗運放，不是建立在超過普通輸入電壓模型基礎上的輸入過載的恢復是很快的。不像指定的FET輸入運放，過載輸入不會導

31、致輸出翻轉或關閉。超過所提供正電壓的輸入將會導致輸出翻轉和擺動，但死鎖不會發(fā)生。</p><p><b>　　調和扭曲</b></p><p>　　如典型性能曲線中所示，OPA655在超過操作情況很大的范圍內，能附帶100歐的負載實現極低的調和扭曲。一般來講，在低增益，低信號波動，低頻率和高負載時扭曲將會改善。圖12顯示，當負載增加時，在第二調和扭曲處極大改善，而在第

32、三扭曲處相對不敏感。對于測量的目的，當增加增益到+5時，從說明書的列表可知，這些扭曲水平是增加的。窄帶通信系統講從第三低扭曲處受益，此時負載將提供極低的互感。</p><p>　　圖12 5Hz的調和扭曲與負載的關系曲線</p><p><b>　　不同階段不同增益</b></p><p>　　在運放中，OPA655可以提供極低的誤差。對于一

33、個彩電傳媒頻率，當輸出電壓緩慢低于一定亮度范圍時，在說明書中所說，它的小信號增益和階段是變化的。對于一單個電視負載中的正，說明書顯示少于。這個水平的成果對于商業(yè)可用電視檢測的精度是個挑戰(zhàn)。可以利用一個檢測系統作為檢測手段。</p><p><b>　　輸出驅動電路</b></p><p>　　以保證的輸出電流將驅動一個100歐超過完全保證輸出電壓幅度為的負載。最小性能

34、曲線只有在低溫下可用。若伴有高壓輸出電壓和電流在大多數設備中均可用。許多要求的高速設備，例如驅動ADC的，需寬頻，低輸出阻抗的運放。如圖13所示，當超過某一頻率時，OPA655保持了一個很低的閉環(huán)輸出阻抗，此閉環(huán)輸出阻抗隨著頻率的增加而增加。</p><p>　　圖13 小信號輸出阻抗與頻率的曲線</p><p><b>　　需考慮的熱量要求</b></p>

35、;<p>　　OPA655在許多操作環(huán)境下需降溫，就像下邊所描述的。最大期望的節(jié)點溫度將限制所允許的內部最大驅散溫度。無論何時，最大節(jié)點溫度都不能超過</p><p>　　運放操作時的節(jié)點溫度可以通過給出，總內部消散功率在輸出階段是為了傳送負載的消散功率加上靜止功率的復合。靜止功率可以簡化為具體的無負載時的電流與通過這部分的總的電壓的乘積。將依賴于所需的輸出信號和負載。對于一個接地負載，當輸出是一個

36、固定的直流時，其最大值等于任何所提供電壓的一半。在這種情況下，其中包括反饋網絡中的負載。所指出的是在輸出階段的消散功率而不是負載決定內部消散功率。正如一個例子，對OPA655U，，具體的最大，</p><p><b>　　，最大</b></p><p>　　需考慮的布局和內部連接</p><p>　　對于像OPA655這樣的高頻運放為了達到標準

37、性能，須細心地注意布局參數，仔細地選擇外部元件。建議包括：</p><p>　　對于所有輸入或輸出信號端應減少其對交流地的電容參數。在輸出和翻轉輸入端的寄生電容可以導致不穩(wěn)定性。在非翻轉輸入端它可以與源阻抗相互作用，從而導致無意地限制帶寬。為了減少不需的電容，在所有地和電源輸出或輸入附近的窗口應開通。否則，在這個地方，地和電源將會是完整的。</p><p>　　減少從四個能量端到高頻電容的

38、距離。在節(jié)點處，地和能量端不應過分靠近信號的輸入或輸出端。OPA655將4端和7端連接起來作為輸入端來允許直接代替8個端以執(zhí)行操作。輸出端的分開連接，將提供了最好的扭曲和設置性能。避免縮小能量端和地的距離是為了減少端點和地的電感。在低頻時，有效地大電容也被使用。這些將被放置在稍微遠離設備和在同一張PC板的好幾個設備之間。</p><p>　　外部零件的仔細選擇和放置，將有利于維護OPA655的高頻性能。電阻應該是

39、電抗類型。工作良好固定在表面的阻抗允許一個緊湊全面的布置。金屬薄片和碳合成的沿軸線電阻可以提供高頻性能，并且保持這些電阻盡可能的短。在一個高頻裝置中信號路徑上不要利用線圈式電阻。對于最低的寄生電容，考慮來自于精確阻抗產品的PR8351型電阻。這類精度的電阻有小于0.02PF變化的計生電容。</p><p>　　由于輸出端和翻轉輸入端對于寄生電容很敏感。對于包裝接點時，總是要放置反饋回路，設置增益，以及一系列輸出電

40、阻。對于一個電壓跟隨的緩沖裝置，在板的有零件的一側，位于6端和2端一條寬路徑，將降低頻率響應峰值。為了限制對于輸出交流地的寄生電容，我們應確保在這條路中的地和能量端應是開著的。</p><p>　　在這個板上同其它含有多種頻率成分設備的連接應用短路，或通過在板上的直接連接傳送路徑。對于短路徑連接，應考慮路徑和對于下一個作為一塊負載電容的輸入。地和電源以及在他們周圍開放的更為符合任意的，相對寬路徑50到100mil

41、s應被使用，從所推薦的RISO和電容負載中，估計總的電容和負載RISO值。盡管OPA655名義上對于執(zhí)行一個5PF的寄生負載起補償作用，低寄生負載并不需一個RISO。</p><p>　　如果一個長路徑是必須的，利用微分解或微線技術實現一個匹配阻抗的的傳輸，兩倍于終止傳送線的6增益的固有信號消耗是可以接受的。在板上一個50歐的外界電阻不是必須的，事實上一個高阻抗環(huán)境將改善扭曲，正如扭曲度與負載曲線中所示?；诎宀?/p>

42、料和所期望的路徑尺寸所定義的具有特性阻抗的一個匹配電阻，在放大器的輸出路徑來使用，而作為一個終止轉轍器電阻在目的儀器的輸入端?？偟挠行ё杩箲ヅ渎窂阶杩埂秃系哪康膬x器最好作為單個分射線路來處理，每一個均有它們自己的終止序列。</p><p>　　給OPA655配一個高速插座部分是不被推薦的。多余的長度和由于插座點對點之間產生的電容對寄生網產生極端的麻煩，這些將不可能使其達到一個光滑，穩(wěn)定的響應。最好的結果只有通

43、過將這部分焊到板上才能實現。如果對于DIP封裝需一個插座，高頻齊平的固定點將會是一個好的方法。</p><p>　　SPICE 模型和評估板</p><p>　　用SPICE作電路性能的技算機性能模擬是經常有用的。當解析電路和系統性能時，對電視和RF放大電路，這些尤為真實。由于它們的寄生電容和感應對于電路性能產生主要的影響作用。SPICE模型對來自于Burr-Brown部門設備的磁盤也是可