buck-boost級聯(lián)型變換器及其控制方法——畢業(yè)論文

1、<p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　摘要I</b></p><p>　　AbstractII</p><p><b>　　1緒論1</b></p><p>　　1.1研究的背景及意義1</p><p>　　1.

2、2國內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀3</p><p>　　1.3本文主要研究內(nèi)容5</p><p>　　2 能量調(diào)節(jié)器主電路的分析與設計6</p><p>　　2.1 主電路拓撲結構選擇6</p><p>　　2.1.1 buck變換器原理6</p><p>　　2.1.2 boost變換器原理7</p>&l

3、t;p>　　2.1.3 buck-boost變換器原理8</p><p>　　2.1.4 幾種電路拓撲的比較9</p><p>　　2.2 主電路工作原理9</p><p>　　2.3 buck-boost變換器建模分析10</p><p>　　2.3.1 buck變換器開關網(wǎng)絡建模11</p><p>

4、;　　2.3.2 boost變換器開關網(wǎng)絡建模13</p><p>　　2.3.2 buck-boost變換器建模15</p><p>　　2.4 主電路參數(shù)設計17</p><p>　　2.4.1輸出濾波電感的設計17</p><p>　　2.4.2輸出濾波電容的設計18</p><p>　　2.5 主電路

5、仿真19</p><p>　　2.6本章小結24</p><p>　　3平均電流模式研究25</p><p>　　3.1 電流型控制器概述25</p><p>　　3.1.1 電流型控制器的結構25</p><p>　　3.1.2 平均電流控制模式分析26</p><p>　　3.2

6、 電流控制器的設計27</p><p>　　3.2.1 電流內(nèi)環(huán)設計27</p><p>　　3.2.2 功率級等效模型29</p><p>　　3.2.3 電壓外環(huán)設計31</p><p>　　3.3 平均電流控制模式仿真33</p><p>　　3.4 本章小結37</p><p&g

7、t;　　4能量輸出控制研究38</p><p>　　4.1 能量模式的分析38</p><p>　　4.2 基于電流模式的變換器建模分析39</p><p>　　4.3 電流型控制器的設計41</p><p>　　4.4 數(shù)字控制器實現(xiàn)44</p><p>　　4.4.1 數(shù)字控制器概述44</p&g

8、t;<p>　　4.4.2 數(shù)字PID控制器的實現(xiàn)45</p><p>　　4.4.3基于DSP2407的控制策略概述46</p><p>　　4.5本章小結46</p><p>　　5能耗分析與機箱設計47</p><p>　　5.1 調(diào)節(jié)器能耗分析47</p><p>　　5.2機箱設計4

9、9</p><p>　　5.2.1散熱方式選擇49</p><p>　　5.2.2參數(shù)計算50</p><p>　　5.2.3散熱分析仿真52</p><p>　　5.3本章小結52</p><p>　　6全文總結及展望53</p><p><b>　　參考文獻54<

10、/b></p><p><b>　　致謝56</b></p><p><b>　　摘要</b></p><p>　　燃料電池是21世紀全新、高效、節(jié)能、環(huán)保的發(fā)電方式之一，但其輸出特性偏軟，直接給負載供電時不能滿足輸出穩(wěn)定的要求并會給燃料電池帶來嚴重傷害，因此研究一種高效的能量調(diào)節(jié)器具有十分重要的意義。能量調(diào)節(jié)器要

11、求能適應輸入電壓寬范圍變化，在傳統(tǒng)buck和boost變換器的基礎上，本文研究一種buck-boost級聯(lián)型變換器及其控制方法，主要研究內(nèi)容如下：</p><p>　　首先闡述了buck-boost級聯(lián)變換器的結構特點及其工作原理，并根據(jù)設計要求計算主電路參數(shù)并通過MATLAB和saber仿真進行優(yōu)化，利用開關網(wǎng)絡建模法建立了buck和boost型開關網(wǎng)絡的小信號模型，進而得到級聯(lián)變換器的小信號模型。其次，根據(jù)平

12、均電流控制法設計了電壓環(huán)和電流環(huán)控制器并在MATLAB中進行仿真，驗證了設計的合理性。然后，論述了調(diào)節(jié)器工作于能量輸出模式的必要性并分析了調(diào)節(jié)器在能量流動中的作用，建立了基于蓄電池二階等效模型的能量輸出模式下的調(diào)節(jié)器模型，并設計了PID控制器，根據(jù)仿真結果對整個設計進行了評價。采用前向差分法進行離散化并推導得出數(shù)字控制算法，闡述了基于DSP的控制策略。最后應提高效率和功率密度的要求進行了機箱散熱設計，在ansys軟件中用Icepack工

13、具進行溫度分布仿真，驗證了設計結果符合要求。</p><p>　　關鍵詞：buck-boost；建模；MATLAB仿真；能量輸出；散熱設計</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　Fuel cell is one of the 21st century’s new, high-efficiency, energ

14、y-saving and environmental-protection way in power-generating. But its output characteristic is a little soft that output voltage will drop heavily when the load current increases. If the fuel cell supply for the load di

15、rectly, the output can’t meet the stable requirement. What’s more, it will bring the fuel cell system serious damage. Therefore, researching for a highly efficient power conditioner has a very vital significance. T</p

16、><p>　　First, the structure characteristics and working principle of the buck-boost cascade converter are expounded. At the same time, the main circuit parameters are calculated and its open-loop simulation in

17、MATLAB and saber are accomplished to get the optimal design. Using switch network modeling method to establish the small signal model of the buck and boost switch network, and then get the model of the buck-boost cascade

18、 converter. Secondly , the controllers of the voltage and current ring are de</p><p>　　Key Words：buck-boost；modeling；MATLAB simulation；energy output；thermal design</p><p><b>　　1緒論</b>

19、;</p><p>　　1.1研究的背景及意義</p><p>　　世界經(jīng)濟的現(xiàn)代化也是得益于化石能源，如石油、天然氣、煤炭與核裂變能的廣泛的投入應用。能源作為國民經(jīng)濟發(fā)展的動力，是人類賴以生存的基礎，是社會可持續(xù)發(fā)展的基礎，是建筑在化石能源基礎之上的一種經(jīng)濟，是衡量綜合國力和一個國家發(fā)展程度以及人民生活水平的重要指標。然而，這一經(jīng)濟的資源載體將在21世紀上半葉迅速地接近枯竭，引發(fā)了嚴重的

20、能源危機[1] ，能源問題已成為我國經(jīng)濟社會發(fā)展的重要制約因素，事關經(jīng)濟安全和國家安全，提高能源的利用率和發(fā)展替代能源是21世紀的主要議題。</p><p>　　人類發(fā)展至今，絕大多數(shù)能量轉換時通過熱機過程實現(xiàn)的，熱機過程受卡諾循環(huán)的限制，不但轉化效率低造成嚴重的浪費，而且產(chǎn)生大量有害物質(zhì)及噪聲對人類生存環(huán)境造成很大的威脅。當今社會，環(huán)境保護已經(jīng)成為人類可持續(xù)發(fā)展戰(zhàn)略的核心，是影響當前世界各國的能源決策和科技向導

21、的關鍵因素，同時也是促進能源科技發(fā)展的巨大推動力，20世紀建立起來的龐大能源系統(tǒng)已無法適應社會對高效、清潔、經(jīng)濟、安全的能源體系的要求，能源發(fā)展面臨著巨大的挑戰(zhàn)。環(huán)境生態(tài)作為經(jīng)濟與社會發(fā)展軟實力的重要組成部分，對促進人與自然、人與社會和諧相處，建設資源節(jié)約型和環(huán)境保護型社會具有重要的作用，只有搞好環(huán)境保護，才能實現(xiàn)改善經(jīng)濟結構，提高生活質(zhì)量的目標。唯有提高能源的利用率和發(fā)展替代能源是克服能源危機的出路。用可再生能源和原料全面取代生化資源

22、，進行一場新的工業(yè)革命，不僅是出于生存的原因，與之相連的是世界經(jīng)濟可獲得持續(xù)的發(fā)展。在這種世界經(jīng)濟中，高科技術和生態(tài)可以承載的區(qū)域性經(jīng)濟形式將得以發(fā)展。目前，以氫氣為燃料制成的燃料電池作為一種高效、靈活且環(huán)境友好的發(fā)電方式已倍受各國政府重視。如圖1-1所示，它不同于常規(guī)意義上的電池，它將化學能直接轉化為電</p><p>　　圖1-1 燃料電池發(fā)電與傳統(tǒng)技術發(fā)電比較</p><p>　　

23、燃料電池以低壓直流形式輸出，圖1-2為燃料電池輸出特性圖，顯然，燃料電池的輸出電壓隨功率的增加而下降，在加負載的初始階段，電壓下降很快，并隨著輸出電流的增加而不斷下降，負載越重，電壓被拉得越低，也就是說燃料電池輸出特性很軟。另外，輸出功率頻繁的波動還會導致燃料電池效率的下降。實際應用中，負載是變動的，同時要求輸出電壓要相對穩(wěn)定，由于燃料電池產(chǎn)生不穩(wěn)定的直流電，必須配備功率變換器PCU（power control unit)來調(diào)節(jié)、控制和

24、管理電源輸出，以得到符合要求的直流電或交流電能。因而，隨著燃料電池產(chǎn)品與技術的發(fā)展，針對燃料電池應用的電力電子變換裝置與技術的研究與開發(fā)已成為一項重要的課題。DC/DC變換器是將一種直流電變換為另一種形式直流電的裝置，主要對電壓、電流實現(xiàn)變換，它在燃料電池中的應用是很有必要的：（1）燃料電池的輸出特性偏軟，在工作中隨著負載的波動，燃料電池的輸出電壓波動范圍也很大，必須要經(jīng)過能量調(diào)節(jié)器改善燃料電池的軟特性，經(jīng)過調(diào)節(jié)器后，不僅可以使燃料電池

25、輸出電壓穩(wěn)定，還可以通過變換器升降壓，得到實際所需要的電壓或電流等級。（2）燃料電池不能有能量回饋，通過調(diào)節(jié)器可以實現(xiàn)這</p><p>　　圖1-2 燃料電池輸出特性</p><p>　　DC/DC變換器因其轉換效率高、穩(wěn)壓范圍寬、功率密度比大、重量輕、靈活的正負極性和升/降壓方式等優(yōu)點，在計算機，通訊，家用電器，航天航空，交通，國防軍工，工業(yè)控制等領域有著廣泛的應用前景適用范圍廣[3

26、]。</p><p>　　1.2國內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀</p><p>　　DC/DC功率變換技術自20世紀60年代開始得到發(fā)展和應用，60年代中期美國已研制成20kHzDC/DC變換器及電力電子開關器件，并應用于通信設備供電。隨著計算機、電子技術的高速發(fā)展，電子技術得到越來越廣泛的應用，任何電子設備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。20世紀80年代，計算機全面實現(xiàn)了開關電源化。90

27、年代，開關電源在電子、電氣設備、家電領域得到廣泛引用，開關電源進入快速發(fā)展時期。DC/DC變換器采用功率半導體器件作為開關，通過控制開關器件的導通比來調(diào)節(jié)輸出電壓。進入21世紀，開關電源的技術追求和發(fā)展趨勢為：高效率、小型化、高頻化、高可靠性、低噪聲、智能化。</p><p>　　近年來，隨著功率器件的開發(fā)和數(shù)字控制技術的廣泛應用使得DC/DC變換技術有了重大突破。功率MOSFET和IGBT使中小型DC/DC工作

28、頻率達到1MHz，軟開關技術為高頻的實現(xiàn)提供了可能，它同時還提高了電源的效率，國產(chǎn)6kW通信開關電源采用軟開關技術，效率可達93% [4]；控制技術的發(fā)展以及專用控制芯片的生產(chǎn)，使開關電源的動態(tài)性能和可靠性大大提高。與此同時，國內(nèi)外學者對燃料電池DC/DC變換器進行了大量的研究，主要集中在擴展占空比、降低開關電壓應力、軟開關技術、降低電流紋波等方面，并提出了許多拓撲，如buck、boost、boost-buck、cuk等，按輸入輸出間有

29、無隔離又分為隔離型和非隔離型。開關電源基本構成如圖1-3所示[3]。</p><p>　　圖1-3 開關電源基本構成</p><p>　　圖1-4 電壓控制型buck變換器</p><p>　　常用的PWM型DC/DC變換器控制方法有電壓型控制和電流型控制。如圖1-4所示，以buck變換器為例，電壓型控制方法是利用輸出電壓采樣作為控制環(huán)的輸入信號，將該信號與基準

30、電壓進行比較，并將比較的結果放大生成誤差電壓。誤差電壓與振蕩器生成的鋸齒波進行比較生成一脈寬與大小成正比的方波，該方波經(jīng)過鎖存器和驅動電路驅動開關管導通和關斷，以實現(xiàn)開關變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)。設計簡單，易于實現(xiàn)，其主要缺點是只能在輸出改變時才能檢測到并反饋回來進行糾正，因此響應速度比較慢，且對負載電流沒有限制，因而需要額外的電路來限制輸出電流。</p><p>　　針對電壓型控制的缺點，電流型控制方法同時引入電容

31、電壓和電感電流兩個狀態(tài)變量作為控制變量，提高了系統(tǒng)的性能[4]。由圖1-5可以看出，電流型控制方法用開關電流波形代替電壓型控制方法的鋸齒波作為PWM比較器的一個輸入信號。由于電流型控制方法采用輸出電流前饋控制，相對于電壓型控制方法有更快的負載或輸入瞬態(tài)響應速度，減小了輸出電壓的紋波；且由于其自身具有限流的功能，易于實現(xiàn)變換器的過流保護，因而在多個電源并聯(lián)時，更便于實現(xiàn)均流。</p><p>　　圖1-5 電流控

32、制型buck變換器</p><p>　　隨著控制理論的發(fā)展，一些現(xiàn)代的控制方法，如模糊控制、滑模變結構控制、魯棒控制等非線性控制方法也被嘗試應用于開關控制中。</p><p>　　1.3本文主要研究內(nèi)容</p><p>　　根據(jù)6kW燃料電池能量調(diào)節(jié)器的課題研究，輸入為80片燃料電池，輕載時燃料電池輸出80V，滿載時輸出30V，輸出功率為6kW，要求輸出電壓穩(wěn)定48

33、V，電壓紋波≤2%，電流紋波≤10%，根據(jù)6kW燃料電池能量調(diào)節(jié)器的設計要求，本文做了以下方面的研究：</p><p>　　概述燃料電池的研究背景及其工作特性，由其輸出特性引出了本文對能量調(diào)節(jié)器研究的意義。簡單介紹了能量調(diào)節(jié)器的國內(nèi)外研究現(xiàn)狀；</p><p>　　分析boost-buck級聯(lián)型能量調(diào)節(jié)器的拓撲結構和工作原理，利用小信號模型建模法建立變換器的數(shù)學模型，并設計主電路參數(shù)；&l

34、t;/p><p>　　針對平均電流模式和能量輸出控制模式建立相應控制器模型，設計平均電流模式的雙環(huán)控制系統(tǒng)控制器和能量輸出模式控制器，并在 MATLAB仿真驗證；</p><p>　　對基于DSP數(shù)字控制的系統(tǒng)控制策略進行了說明；</p><p>　　為提高變換器的工作效率，對開關器件的功耗進行了分析和說明，并以此為指導進行機箱設計。</p><p&

35、gt;　　2 能量調(diào)節(jié)器主電路的分析與設計</p><p>　　要設計燃料電池能量調(diào)節(jié)器，首先要選擇主電路拓撲結構，了解其工作原理，然后對其進行建模分析，根據(jù)實際要求計算電路中的各個參數(shù)。開關變換器中由于電感電流不能突變，需要在開關管關斷期間為其選擇合適的續(xù)流回路，在一般開關電源電路中，選擇合適的參考地后，可得到輸入、輸出、地三個端子，電感一端如果與輸入相連則得到buck電路，與輸出相連則得到boost電路，與地

36、相連則得到buck-boost電路，不同的拓撲結構有各自的特點和適用范圍，設計時應根據(jù)具體要求進行比較分析[5]。</p><p>　　2.1 主電路拓撲結構選擇</p><p>　　2.1.1 buck變換器原理</p><p>　　如圖2-1所示為buck變換器電路結構，由全控型開關器件Q、續(xù)流二極管VD、電感L、電容C以及負載R構成。</p>&

37、lt;p>　　圖2-1 buck變換器電路原理圖</p><p>　　設Q的導通比為D，當Q開通時，二極管VD反偏截止，電源通過電感L向電容C充電并向負載供電，線性增加，負載電阻R上流過電流，輸出電壓；當Q關斷時，由于電感電流不可突變，經(jīng)二極管VD續(xù)流， 逐漸減小。</p><p>　　當buck變換器處于CCM（電感電流連續(xù)）模式時，開關管的導通時間為，電感電流的變化量為，開關管

38、的關斷時間為，電感電流的變換量為。穩(wěn)態(tài)時，一個周期內(nèi)電感電流的變化量應為零，即</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　因此得到輸入輸出電壓與導通比之間的關系如下式。</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　式（2-2）中，，即輸出電壓低于輸入

39、電壓，故稱之為降壓斬波電路。</p><p>　　2.1.2 boost變換器原理</p><p>　　如圖2-2所示為boost變換器電路結構，假設電路中電感L和電容C值很大，使得電感電流和電容電壓基本恒定。其工作原理如下：當Q導通時，電源向L充電，充電電壓基本恒定為，同時電容C向負載供電，因為C值很大，基本保持輸出電壓為恒定，設Q導通時間為，此階段電感L上積蓄的能量為；當Q處于斷態(tài)時，

40、電源和電感L同時向電容充電并給負載R提供能量，設Q關斷時間為，在此期間電感L釋放的能量為。</p><p>　　圖2-2 boost變換器電路原理圖</p><p>　　電路工作在穩(wěn)態(tài)時，一個周期T內(nèi)電感L上儲存的能量與釋放的能量相等，即</p><p><b>　?。?-3）</b></p><p><b>

41、;　　化簡得</b></p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　式（2-4）中，，即輸出電壓高于輸入電壓，因此稱為升壓斬波電路。</p><p>　　2.1.3 buck-boost變換器原理</p><p>　　如圖2-3所示為buck-boost變換器電路結構，其工作原理如下：當

42、Q導通時，二極管VD截止，電路如圖2-4（a）所示，電源經(jīng)Q向電感L充電使其儲存能量，電流為，同時電容C維持輸出電壓基本恒定并給負載R供電，設Q導通時間為，此階段電感L上積蓄的能量為；；當Q關斷時，如圖2-4（b）所示，有減小趨勢，電感線圈產(chǎn)生自感電勢，上負下正，二極管導通，L中儲存的能量向負載釋放，同時電容C充電儲能，設Q關斷時間為，在此期間電感L釋放的能量為。</p><p>　　圖2-3 buck-boo

43、st變換器原理圖</p><p>　　(a) Q導通 （b) Q關斷</p><p>　　圖2-4 buck- boost變換器工作狀態(tài)</p><p>　　穩(wěn)態(tài)時，一個周期T內(nèi)電感L兩端電壓對時間積分為零，即</p><p><b>　　（2-5）</b></p>&l

44、t;p>　　當Q處于通態(tài)時，；當Q處于斷態(tài)時，，于是</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p><b>　　所以穩(wěn)態(tài)輸出電壓為</b></p><p><b>　　（2-7）</b></p><p>　　改變占空比D，輸出電壓既可以比電源電壓高也可以

45、比電源電壓低，當，電路為降壓；當，電路為升壓狀態(tài)。</p><p>　　2.1.4 幾種電路拓撲的比較</p><p>　　buck電路和boost電路調(diào)節(jié)性能良好，結構簡單，易于實現(xiàn)，但是前者只能實現(xiàn)單純的降壓調(diào)節(jié)，后者只能實現(xiàn)單獨的升壓調(diào)節(jié)，均不適用于輸入電壓寬范圍變化的場合，不能滿足燃料電池輸出電壓大范圍變動的要求。buck-boost電路既可實現(xiàn)升壓又可進行降壓調(diào)節(jié)，但輸入輸出反向

46、、調(diào)節(jié)范圍有限，控制復雜，功率級別低。根據(jù)三種基本拓撲結構又可衍生出更多的新型結構，如buck-boost級聯(lián)電路根據(jù)輸入電壓的大小調(diào)節(jié)開關管的各種狀態(tài)，從而獨立運行于單一buck或boost模式，可實現(xiàn)輸出電壓的連續(xù)調(diào)節(jié)，電路在同一時間只有一個開關管工作于開關狀態(tài)，另一個保持導通或關斷，減小了開關損耗，提高了變換器的效率，并可工作于大功率場合 [6,7]。</p><p>　　2.2 主電路工作原理</p

47、><p>　　經(jīng)比較，最終選擇buck與boost級聯(lián)的拓撲結構，如圖2-5示。改變開關器件的通斷狀態(tài)可以使變換器工作在buck狀態(tài)或者boost狀態(tài)。其中Q2和Q3均關斷，D2、D3為能量流通提高通道。</p><p>　　圖2-5 H橋式buck-boost級聯(lián)變換器原理圖</p><p>　　當變換器工作于buck狀態(tài)時，如圖2-6（a），Q4一直關斷，Q1作為

48、斬波器件正常開通和關斷。當Q1開通時，D2截止，D3導通，電源向電感L充電儲存能量，同時電容C維持輸出電壓基本恒定并向負載供電；當Q1關斷時，電感電流經(jīng)D2續(xù)流。通過控制Q1的占空比來改變輸出電壓的大小。</p><p>　　當變換器工作于boost狀態(tài)時，如圖2-6（b），一個周期內(nèi)Q1保持導通，D2反偏截止，Q4作為斬波器件正常開通關斷。當Q4開通時，回路Vi-Q1-L-Q4流過電流，電容C維持輸出電壓恒定并

49、向負載供電；當Q4關斷時，電源Vi經(jīng)Q1-L-D3向電容充電并給負載供電。</p><p>　　整個系統(tǒng)相當于兩個獨立的boost和buck電路在開關器件控制下分別工作。</p><p>　?。╝）電路工作于buck模式 （b）電路工作于boost模式</p><p>　　圖2-6 boost-buck變換器工作原理分析</p>&

50、lt;p>　　2.3 buck-boost變換器建模分析</p><p>　　本文采用開關網(wǎng)絡平均模型法對變換器進行建模，即把變換器中所有開關元件作為一個整體，將其視為一個二端口網(wǎng)絡，然后以這個二端口網(wǎng)絡為研究對象，通過分析端口變量間的關系建立由受控源構成的等效電路[8]。首先分別對buck型和boost型開關網(wǎng)絡采用此方法建模，然后按照buck-boost級聯(lián)變換器電路結構將兩個開關網(wǎng)絡代入從而得到buc

51、k-boost級聯(lián)變換器的直流等效電路和交流小信號等效電路。</p><p>　　2.3.1 buck變換器開關網(wǎng)絡建模</p><p>　　(a) 理想buck變換器電路圖 (b) buck型開關網(wǎng)絡</p><p>　　圖2-7 理想buck變換器中的buck型開關網(wǎng)絡</p><p>　　如圖2-7(a)所示，功率開關管

52、Q1與二極管D1組成了一個開關網(wǎng)絡，形成一個二端口，將二端口從buck變換器中分離出來，如圖2-7(b)所示，稱為buck型開關網(wǎng)絡。在CCM模式下，buck型開關網(wǎng)絡的端口變量之間滿足以下關系：</p><p>　　Q1導通、D1截止時，</p><p><b>　?。?-11）</b></p><p>　　Q1截止而D1導通時，</p

53、><p><b>　　（2-12）</b></p><p>　　選擇與作為二端口網(wǎng)絡的獨立變量，作為非獨立變量。當變換器滿足低頻假設和小紋波假設時，式（2-11）、（2-12）所示的非獨立變量的平均值可以用獨立變量的平均值來表示為</p><p><b>　?。?-13）</b></p><p>　　由

54、上式可以建立由受控源構成的二端口等效電路如圖2-8所示。</p><p>　　圖2-8 buck型開關網(wǎng)絡平均變量等效電路</p><p>　　下面利用buck型開關網(wǎng)絡平均變量等效電路建立其直流等效電路和交流小信號等效電路。</p><p>　　對于端口電壓、電流的平均量和占空比加擾動后線性化，</p><p><b>　?。?

55、-14）</b></p><p><b>　?。?-15）</b></p><p><b>　?。?-16）</b></p><p><b>　　（2-17）</b></p><p><b>　?。?-18）</b></p>&l

56、t;p>　　將式(2-14)-(2-18)代入式(2-13)，得</p><p><b>　?。?-19）</b></p><p><b>　?。?-20）</b></p><p>　　將直流項與交流項分離并忽略二次微小量，得</p><p><b>　?。?-21）</b&g

57、t;</p><p><b>　　（2-22）</b></p><p><b>　?。?-23）</b></p><p>　　建立buck型開關網(wǎng)絡的直流等效電路</p><p>　　由式（2-21）得到開關網(wǎng)絡直流等效電路，如圖2-9(a)所示，圖中一對受控源的作用相當于一個理想變壓器，故圖2-9

58、(a)進一步等效為圖2-9(b)，再講其代入圖2-7(a)的理想buck變換器，電路穩(wěn)態(tài)時電感相當于短路、電容開路，于是得到buck變換器的直流等效電路如圖2-9(c)所示。</p><p>　　圖2-9 buck型開關網(wǎng)絡及理想buck變換器直流等效電路</p><p>　　(a)受控源形式；(b)理想變壓器形式；(c)理想buck變換器直流等效電路</p><p&

59、gt;　　建立buck型開關網(wǎng)絡的交流小信號等效電路</p><p>　　由式（2-22）、（2-23）得buck形變換器小信號等效電路如圖2-10(a)所示，其中受控電流源與獨立電流源來自于圖2-9(a)中的受控電流源，受控電壓源與獨立電壓源來自于圖2-9(a)中的受控電壓源。圖2-10(a)中的一對受控源恰好等效一個理想變壓器，于是得到圖2-10(b)所示的buck型開關網(wǎng)絡的小信號等效電路。</p&g

60、t;<p>　　圖2-10 buck型開關網(wǎng)絡交流小信號等效電路</p><p>　　(a)受控源形式；(b)理想變壓器形式</p><p>　　2.3.2 boost變換器開關網(wǎng)絡建模</p><p>　　如圖2-11所示，Q2和D2組成boost型變換器開關網(wǎng)絡，與buck型開關網(wǎng)絡建模類似，在CCM模式下，boost型開關網(wǎng)絡的端口變量間滿足以

61、下關系：</p><p>　　Q2導通、D2截止時，</p><p><b>　?。?-24）</b></p><p>　　Q2截止、D2導通時，</p><p><b>　　（2-25）</b></p><p>　　圖2-11 理想boost變換器中的boost型開關網(wǎng)絡

62、</p><p>　　(a) 理想boost變換器電路圖；(b) boost型開關網(wǎng)絡</p><p>　　選擇與作為二端口網(wǎng)絡的獨立變量，作為非獨立變量。當變換器滿足低頻假設和小紋波假設時，非獨立變量平均值可以用獨立變量的平均值來表示為</p><p><b>　?。?-26）</b></p><p>　　其中，。由上

63、式可以建立由受控源構成的二端口等效電路如圖2-12所示。與buck變換器同理分析，外加擾動、分離變量、忽略高次項，得到boost型開關網(wǎng)絡的直流等效電路和交流小信號等效電路，如圖2-13和圖2-14所示。</p><p>　　圖2-12 boost型開關網(wǎng)絡平均變量等效電路</p><p>　　圖2-13 boost型開關網(wǎng)絡及理想boost變換器直流等效電路</p>&

64、lt;p>　　受控源形式；(b)理想變壓器形式；(c)理想boost變換器直流等效電路</p><p>　　圖2-14 boost型開關網(wǎng)絡交流小信號等效電路</p><p>　　(a)受控源形式；(b)理想變壓器形式</p><p>　　2.3.2 buck-boost變換器建模</p><p>　　如圖2-15所示，為buck-b

65、oost級聯(lián)變換器結構圖，其中含有buck和boost兩個開關網(wǎng)絡，設Q1占空比為D1，Q2占空比為D2。</p><p>　　圖2-15 buck-boost變換器中的開關網(wǎng)絡</p><p>　　穩(wěn)態(tài)時，電感電壓和電容電流為零，故于是得穩(wěn)態(tài)時buck-boost變換器輸入輸出電壓間的關系為，。因此，buck-boost變換器直流等效電路可由圖2-16表示。</p>&l

66、t;p>　　圖2-16 (a)開關網(wǎng)絡理想變壓器形式；(b) buck-boost變換器直流等效電路</p><p>　　將前面所求得的buck型開關網(wǎng)絡和boost型開關網(wǎng)絡的交流小信號模型代入圖2-16中便可得buck-boost變換器的交流小信號等效電路，其中，將時域轉換成s域，并考慮電容零點電阻得電路結構如圖2-17所示。</p><p>　　圖2-17 buck-boo

67、st變換器交流小信號等效電路</p><p>　　此電路工作于兩種狀態(tài)：，即電路工作于boost狀態(tài)；或者，，即電路工作于buck狀態(tài)[9]。符合前述對buck-boost電路工作原理的分析，故此處小信號模型建立正確。</p><p>　　當時，，左邊的變壓器為直通，電路與純boost變換器電路相同，其中I和V為穩(wěn)態(tài)值，，則列出基爾霍夫電壓方程如式（2-27）。</p>&l

68、t;p><b>　　（2-27）</b></p><p>　　整理上式，并加入電容ESR，，可得到如下傳遞函數(shù)：</p><p><b>　?。?-28）</b></p><p>　　當，右邊的變壓器為直通，電路與純buck狀態(tài)相同，列出基爾霍夫電壓方程如式（2-29）。</p><p>&l

69、t;b>　?。?-29）</b></p><p>　　由于，對上式進行化簡得，</p><p><b>　?。?-30）</b></p><p>　　2.4 主電路參數(shù)設計</p><p>　　設計要求：輸入30～80V，輸出48V，功率6kW，電壓紋波<1%，電流紋波<10%，開關頻率為。

70、</p><p><b>　?。?-31）</b></p><p><b>　?。?-32）</b></p><p><b>　　（2-33）</b></p><p><b>　?。?-34）</b></p><p>　　2.4.1

71、輸出濾波電感的設計</p><p>　　濾波電感的選擇應保證直到輸出最小規(guī)定電流（取額定負載電流的10%）時，電感電流也保持連續(xù)，電路仍處在CCM（連續(xù)工作模式）下。</p><p>　　當電路工作于buck狀態(tài)時，臨界負載電流為</p><p><b>　?。?-35）</b></p><p>　　當D=0時它有最大值

72、，令臨界負載電流等于最小負載電流，即可求得電感值</p><p><b>　?。?-36）</b></p><p>　　當電路工作于boost狀態(tài)時，臨界負載電流為</p><p><b>　?。?-37）</b></p><p>　　當，令臨界負載電流等于最小負載電流，則輸出濾波電感可按下式計算[

73、10]：</p><p><b>　　（2-38）</b></p><p>　　在開關電源中，電感電容的值越大，濾波效果越好，但這會帶來成本增加、體積變大等后果，因此設計時應在保證濾波效果的前提下盡量減小電感電容的值，為保證濾波效果電感值取兩者中的最大值，為192uH。</p><p>　　2.4.2輸出濾波電容的設計</p>&

74、lt;p>　　濾波電容的選擇必須滿足輸出電壓紋波的要求?，F(xiàn)實中的電容并非理想電容，它可以等效為ESR（等效串聯(lián)電阻Ro）與ESL（等效串聯(lián)電感Lo）與其串聯(lián)。在約300kHz或500kHz以下頻率ESL可以被忽略，輸出紋波僅由Ro和Co決定。由Ro決定的紋波分量與(I2-I1)成正比，而由Co決定的紋波分量與流過Co電流的積分成正比，兩者相位不同。但考慮到最惡劣的情況，假設它們同相疊加。而通常是選擇合適的Ro來滿足輸出紋波電壓峰峰

75、值，并由計算電容值[4]，所以</p><p><b>　　（2-39）</b></p><p><b>　?。?-40）</b></p><p>　　將所求的濾波參數(shù)代入到2.3節(jié)所求的buck-boost變換器的傳遞函數(shù)得，</p><p><b>　?。?-41）</b>

76、</p><p><b>　?。?-42）</b></p><p><b>　　2.5 主電路仿真</b></p><p>　　因為級聯(lián)電路在正常工作時仍為分別處于單一的buck或者boost狀態(tài)，此處分別以兩種電路在MATLAB中仿真以對濾波參數(shù)的選取進行驗證。當輸入電壓為80V（buck最嚴峻情況)，在MATLAB中搭

77、建主電路模型如圖2-19所示，并將所求濾波電容和濾波電感值代入，得到仿真波形如圖2-20所示[6]，電壓穩(wěn)態(tài)誤差為(48-47.6)/48=0.83%，電流穩(wěn)態(tài)誤差為(125-124)/125=0.8%，電壓紋波為(47.95-47.31)/47.6=1.34%，電流紋波為(124.87-123.20)/124=1.35%，調(diào)節(jié)時間為2ms。</p><p>　　圖2-18 buck電路仿真模型</p&g

78、t;<p>　　圖2-19 buck電路仿真波形（L=192uH，C=325uF）</p><p>　　為尋求最佳參數(shù)點，將濾波參數(shù)在所求值附近進行調(diào)整，在saber中對單個元件的值進行“vary”操作，使其中一個參數(shù)按照指定的方式進行變化，分別得到電感值和電容值單獨變化時對應的輸出波形圖如圖2-20和圖2-21所示。經(jīng)過大量仿真將各種情況下的結果列入表2-1。當濾波電容取325uF，電感值從14

79、0uH以20uH為單位遞增變化到280uH時，得到輸出波形如圖2-20所示，電感值越大，響應速度越慢，但輸出紋波越小。當濾波電感取192uH，電容值從300uF以500uF為單位遞增變化到2800uF時，輸出波形如圖2-21所示，電容值越大，響應速度越慢，且易出現(xiàn)超調(diào)和振蕩，但輸出紋波越小。</p><p>　　圖2-20 電容值不變，電感依次變化時的輸出波形比較</p><p>　　圖

80、2-21 電感固定、電容值變化時輸出波形圖</p><p>　　表2-1 不同濾波參數(shù)對應的輸出情況</p><p>　　綜合仿真圖形和表2-1所做比較，最終經(jīng)過仿真并優(yōu)化設計結果，最后選擇濾波參數(shù)為L=210uH、C=325uF，其中輸入電壓設為30V，占空比為0.375，另外在boost電路中對參數(shù)進行仿真得到輸出結果如圖2-22和圖2-23所示。</p><p&

81、gt;　　圖2-22 boost電路仿真模型</p><p>　　圖2-23 boost電路仿真輸出波形圖（L=210uH，C=325uF）</p><p>　　由圖可知，電壓穩(wěn)態(tài)誤差為(48-47.35)/48=1.35%，電流穩(wěn)態(tài)誤差為(125-123.3)/125=1.36%，電壓紋波為(47.45-47.25)/47.35=0.42%，電流紋波為(123.57-123.02)/

82、123.3=0.45%，調(diào)節(jié)時間為20ms驗證了濾波參數(shù)的合理性。</p><p><b>　　2.6本章小結</b></p><p>　　本章對buck-boost變換器進行了較為深入的研究與分析，主要包括主電路的拓撲結構選擇及其工作原理分析，對連續(xù)工作模式下buck-boost變換器進行小信號建模，進而得到控制到輸出的傳遞函數(shù)，為后面控制器的設計提供了依據(jù)。根據(jù)紋

83、波電壓、紋波電流的要求計算輸出濾波電容跟電感值，最后分別在輸入為80V和30V時對主電路進行仿真，調(diào)整濾波參數(shù)并比較實驗結果，據(jù)此選取最合適的一組作為最終參數(shù)，為控制電路的設計提供了保證。</p><p><b>　　3平均電流模式研究</b></p><p>　　3.1 電流型控制器概述</p><p>　　3.1.1 電流型控制器的結構&l

84、t;/p><p>　　對于buck-boost型開關變換器，小信號交流等效電路為一個二階電路，有電感電流和電容電壓兩個狀態(tài)變量，根據(jù)最優(yōu)控制理論，實現(xiàn)全狀態(tài)反饋的系統(tǒng)是最優(yōu)系統(tǒng)，可以使動態(tài)響應誤差平方的積分指標最小。因此，在開關變換器中取電容電壓和電感電流作為反饋信號實現(xiàn)雙環(huán)控制。電流控制模式的優(yōu)點有：</p><p>　?。?）因為直接檢測輸出電流使它有更強的負載電流調(diào)整能力；</p&

85、gt;<p>　　（2）解決了多個電流模式變換器并聯(lián)工作時均流問題；</p><p>　　（3）控制環(huán)中具有電壓前饋的特點，使得輸入電壓的波動會立即引起開關管導通時間的調(diào)整，調(diào)節(jié)迅速。</p><p>　　雙環(huán)開關調(diào)節(jié)系統(tǒng)的原理框圖如圖3-1所示。圖中VA為電壓環(huán)控制器，將輸出電壓V與參考電壓相比較產(chǎn)生誤差信號，作為電流控制環(huán)的參考信號。I/V為信號調(diào)理器，將主電路的電感電流

86、經(jīng)采樣電阻變換為電壓信號。CA為電流環(huán)控制器，將與相比較產(chǎn)生一個控制信號并作用于開關控制器，將模擬量調(diào)制為PWM信號，為占空比。其中，電流控制環(huán)可等效為新功率級，等效功率級與電壓環(huán)控制器組成了電壓控制環(huán)，電流控制環(huán)為內(nèi)環(huán)，實現(xiàn)電流自動調(diào)節(jié)，電壓控制環(huán)為外環(huán)，實現(xiàn)輸出電壓跟蹤控制[4]。</p><p>　　圖3-1 雙環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)框圖</p><p>　　3.1.2 平均電流控制模式分析&

87、lt;/p><p>　　電流控制器按照檢測信號的不同分為平均電流模式和峰值電流模式[4]。前者選取電感電流作為反饋信號，后者選取開關器件電流峰值作為反饋信號。</p><p>　　如圖3-2所示，平均電流模式引入電感電流構成內(nèi)環(huán)控制，能快速反應輸入電壓的波動，從而使系統(tǒng)在輸入電壓波動時能迅速自動調(diào)節(jié)恢復穩(wěn)態(tài)。</p><p>　　在峰值電流控制模式中，使開關管的電流峰值

88、跟隨給定量變化，占空比受電感電流、輸入電壓以及輸出電壓等諸多量的影響。因此，與平均電流控制模式相比峰值電流模式更復雜，本文選用平均電流模式來設計補償網(wǎng)絡。</p><p>　　為了實現(xiàn)buck和boost兩種工作狀態(tài)的自動切換，本設計使用具有幅值偏置的兩路三角波來產(chǎn)生兩個開關管的PWM信號。如圖3-2所示，兩路三角波頻率和峰峰值均相同，其中Triangle1比Triangle2幅值上增加了一個峰峰值的正向偏置。電

89、流環(huán)CA的輸出與三角波T1和T2交截，當時，三角波T1的幅值始終比大，PWM比較器始終輸出低電平，開關管S2保持關斷，與三角波T2比較產(chǎn)生PWM信號控制S1的通斷，電路工作于buck狀態(tài)；當時，三角波T2的幅值始終比小，PWM比較器始終輸出高電平，開關管S1一直保持導通狀態(tài)，與三角波T1比較產(chǎn)生PWM信號控制S2的通斷，電路工作于boost狀態(tài)，這樣就實現(xiàn)了電路工作狀態(tài)的自動切換。</p><p>　　圖3-2

90、 buck-boost變換器中平均電流控制結構圖</p><p>　　圖3-3 PWM比較器原理</p><p>　　3.2 電流控制器的設計</p><p>　　3.2.1 電流內(nèi)環(huán)設計</p><p>　　當系統(tǒng)輸入電壓為48V時，電路工作于 buck與 boost切換的臨界狀態(tài)。在臨界狀態(tài)下，以 buck 變換器為電路模型，進行電流內(nèi)

91、環(huán)控制器的設計，之后再驗證設計的補償網(wǎng)絡在其他輸入電壓狀態(tài)下也同樣適用。buck 變換器的電流補償網(wǎng)絡的輸出到電流采樣電阻兩端電壓的傳遞函數(shù)為</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　可知電流環(huán)的控制對象是一個積分環(huán)節(jié)，其特性與單極點控制對象類似[11]。為了便于設計，假設電流控制器的幅頻特性從穿越頻率到開關頻率保持為一個常數(shù)，即，則buc

92、k變換器開環(huán)傳遞函數(shù)表達式為</p><p><b>　　（3-2）</b></p><p>　　令，可得穿越頻率如下。</p><p><b>　　（3-3）</b></p><p>　　對于積分型控制對象，在大信號設計時的主要要求為：</p><p>　　在穿越頻率處有足

93、夠的相位裕量[12]；</p><p>　　電流補償網(wǎng)絡在fc～fs范圍內(nèi)，幅頻特性在中頻段有一個平坦的特性；</p><p>　　從以上兩方面考慮，單極點單零點補償網(wǎng)絡是合理的。因此，本文采用單零點-單極點補償網(wǎng)絡來設計電路的電流控制環(huán)，它的傳遞函數(shù)如式（3-4），結構圖和幅相特性如圖3-4所示。</p><p><b>　?。?-4）</b>

94、;</p><p>　　圖3-4 單極點-單零點補償網(wǎng)絡結構與頻率特性圖</p><p>　　由圖可見，在fz～fp頻段內(nèi)幅頻特性是平坦的，相頻特性提供一個超前相移，如果令穿越頻率和開關頻率均位于這個頻段內(nèi)，則這個補償網(wǎng)絡能夠滿足電流控制環(huán)的設計要求。電流補償網(wǎng)絡的工程設計如下[11]：</p><p>　?。?）確定補償網(wǎng)絡在開關頻率處的最大放大倍數(shù)，取，三角波峰

95、峰值Vm=2.4V；</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　?。?）確定穿越頻率；</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　?。?）為了保證足夠的相位裕度，將零點頻率設置在穿越頻率一半的地方；</p><p><b&

96、gt;　　（3-7）</b></p><p>　?。?）為了抑制高頻噪聲，將極點頻率設置在開關頻率處，，又，。</p><p><b>　　由以上各式得</b></p><p><b>　?。?-8）</b></p><p><b>　　假設，則，從而</b><

97、;/p><p><b>　?。?-9）</b></p><p>　　于是使用該補償器補償后變換器的開環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p><b>　?。?-10）</b></p><p>　　圖3-5 buck變換器電流控制開環(huán)傳遞函數(shù)的頻率特性</p><p>　　用MATLAB做出

98、T(s)幅頻特性曲線，如圖3-5所示，穿越頻率為3.45kHz左右，相位裕量為。</p><p>　　3.2.2 功率級等效模型</p><p>　　電流控制環(huán)和負載一起構成等效功率級[2]，如圖3-6所示，輸入信號是電壓控制器的輸出，輸出信號為變換器的輸出電壓，為電流控制環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)，為電流控制環(huán)的負載等效阻抗。Z(s)由濾波電容和負載組成，如圖3-7所示，為輸出濾波電容的ESR，C為

99、輸出濾波電容值，R為負載。</p><p><b>　　（3-11）</b></p><p><b>　　其中，。</b></p><p>　　圖3-6 等效功率級組成框圖</p><p>　　圖3-7 等效負載</p><p>　　圖3-8 電流環(huán)閉環(huán)框圖</p

100、><p>　　如圖3-8所示為電流環(huán)閉環(huán)框圖， 可以用雙極點模型近似逼近。</p><p><b>　　（3-12）</b></p><p>　　為電流控制環(huán)的極點角頻率，，，，則等效功率級的傳遞函數(shù)為</p><p><b>　?。?-13）</b></p><p>　　由上式

101、得到等效功率級的幅頻特性如圖3-9所示。在低頻段，增益為37.7dB，存在穩(wěn)態(tài)誤差。穿越頻率大于電流控制環(huán)的極點頻率，具有很寬的頻帶，所以動態(tài)響應快。在高頻段，幅頻特性以-40dB/dec的斜率下降，對高頻噪聲有較好的抑制作用。</p><p>　　圖3-9 等效功率級的幅頻特性</p><p>　　3.2.3 電壓外環(huán)設計</p><p>　　設計電壓控制環(huán)時，

102、將電流環(huán)看作控制對象的一個環(huán)節(jié)，于是得到單電壓環(huán)控制系統(tǒng)框圖如圖3-10所示，為電壓控制器的傳遞函數(shù)，為等效功率級傳遞函數(shù)，為電壓采樣網(wǎng)絡傳遞函數(shù)，，電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p><b>　　（3-14）</b></p><p>　　圖3-10 等效電壓單環(huán)控制系統(tǒng)框圖</p><p>　　由式（3-13）可知，等效功率級有三個極點和

103、一個零點，所以選擇雙極點雙零點補償網(wǎng)絡為電壓控制器，補償網(wǎng)絡傳遞函數(shù)為</p><p>　　第一個極點用來抵消功率級的ESR零點，則，第一個零點位于負載極點附近，，于是得到開環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p><b>　?。?-15）</b></p><p>　　第二個零點用來抵消電流環(huán)的極點，；為了減小第二個極點的影響，將設置在開關頻率附近以增加高

104、頻段衰減率，。系統(tǒng)相位裕量為</p><p><b>　?。?-16）</b></p><p><b>　　當時，令，則。</b></p><p>　　通過多次選取截止頻率并進行仿真最后取截止頻率，計算得補償網(wǎng)絡增益為，代入式（3-15）得雙環(huán)控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p><b&g

105、t;　　（3-17）</b></p><p>　　在MATLAB中進行仿真，搭建模型如圖3-11，仿真結果如圖3-12所示。低頻增益無限大，截止頻率2kHz，相位裕量。在低頻段，幅頻特性以-20dB/dec斜率下降，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差為零；在高頻段，幅頻特性曲線以-60dB/dec斜率下降，系統(tǒng)有較強的抗干擾能力；中頻段幅頻特性下降斜率為-20dB/dec，系統(tǒng)有足夠的相位裕度。</p>&l

106、t;p>　　圖3-11 開環(huán)傳遞函數(shù)仿真結構框圖</p><p>　　圖3-12 開環(huán)傳遞函數(shù)仿真結果</p><p>　　3.3 平均電流控制模式仿真</p><p>　　如圖3-13所示，為根據(jù)所求得的參數(shù)搭建的平均電流模式的buck-boost變換器在MATLAB中的仿真模型[12] 。其中為電流內(nèi)環(huán)控制器模塊、為電壓外環(huán)控制器模塊，展開如圖3-14

107、所示；PWM和PWM1分別為開關管Q1、Q2的驅動模塊，二者結構相同，PWM模塊的鋸齒波最小值為0，最大值為2.4V，PWM1模塊鋸齒波最小值為2.4V，最大值為4.8V，展開于圖3-15中。</p><p>　　圖3-13 buck-boost變換器仿真模型</p><p>　　圖3-14 電流控制器和電壓控制器</p><p>　　圖3-15 PWM驅動模

108、塊</p><p>　　當輸入電壓為80V時，得到仿真結果如下圖所示。</p><p>　　(a) 輸出電流、電壓波形</p><p>　　輸出電流、電壓平均值</p><p>　　圖3-16 輸入電壓高于目標電壓時仿真結果圖</p><p>　　由實驗結果波形得出，輸入電壓為80V時，電壓穩(wěn)態(tài)值為47.97V，穩(wěn)態(tài)

109、誤差為（48-47.97）/48=0.0625%，電流穩(wěn)態(tài)值為124.9A，穩(wěn)態(tài)誤差為0.08%；電壓紋波為（48.11-47.83）/48=0.583%，電流紋波為（125.30-124.58）/125=0.576%，均滿足設計要求。</p><p>　　當輸入電壓為30V時，得到仿真結果如下圖所示。</p><p>　　輸出電流、電壓（上為電流波形、下為電流波形）</p>

110、<p>　　輸出電流、電壓平均值</p><p>　　圖3-18 輸入電壓低于目標電壓時仿真結果圖</p><p>　　由實驗波形得出，輸入電壓為30V時，電壓穩(wěn)態(tài)值為47.99V，穩(wěn)態(tài)誤差為(48-47.99）/48=0.021%，電流穩(wěn)態(tài)值為125A，穩(wěn)態(tài)誤差為0；電壓紋波為(48.21-47.73)/48=1%，電流紋波為(125.98-124.28)/125=1.36%

111、，均可以滿足設計要求。</p><p><b>　　3.4 本章小結</b></p><p>　　本章對系統(tǒng)的控制策略進行了簡要的分析，由前面所設計的主電路結構，提出了平均電流控制模式，并設計了平均電流控制模式下的雙環(huán)控制系統(tǒng)補償網(wǎng)絡,在MATLAB中進行閉環(huán)仿真，實驗結果表明在輸入電壓高于或者低于目標電壓的情況下均可得到良好的輸出，驗證了設計的正確性。</p&

112、gt;<p><b>　　4能量輸出控制研究</b></p><p>　　燃料電池是一種清潔、高效的發(fā)電方式，但是它的輸出特性軟限制了它的發(fā)展。如果燃料電池直接與負載相連，當負載增大時，輸出電流變大，同時因為燃料電池的輸出功率由其輸入的燃料（H2和O2）的量決定，不可突然增大，這將導致燃料電池輸出電壓被拉到很低，嚴重影響輸出質(zhì)量；當負載變小時，燃料將會因為來不及減少而造成嚴重的

113、浪費，不符合資源節(jié)約型社會的呼吁要求。此外，當負載突然變化（如突增）時，燃料電池的輸出電壓被拉低，此時由于負載增大使負載電流進一步增大，燃料電池輸出電壓被拉到更低，這對燃料電池自身也是致命的災難。為了充分發(fā)揮燃料電池發(fā)電的優(yōu)勢，研究一種可以對燃料電池輸出能量和負載能量進行調(diào)節(jié)的能量調(diào)節(jié)器十分必要，同時引入蓄電池進行充放電并維持輸出電壓的平衡，能量調(diào)節(jié)器與蓄電池一起構成能量調(diào)節(jié)系統(tǒng)。</p><p>　　4.1 能

114、量模式的分析</p><p>　　圖4-1 調(diào)節(jié)器在蓄電池charge、discharge及電壓模式下能量流動</p><p>　　實際工作使用中，能量調(diào)節(jié)器需要有平均電流和能量輸出兩種工作模式。工作于能量輸出模式時，調(diào)節(jié)器控制輸出功率，輸出電壓隨蓄電池波動，燃料電池通過調(diào)節(jié)器向負載提供能量，檢測調(diào)節(jié)器輸出電流與負載電流相比較，當負載較輕即所需電流小于調(diào)節(jié)器輸出電流時，蓄電池工作在充電狀

115、態(tài)吸收燃料電池多發(fā)出的電能，能量經(jīng)調(diào)節(jié)器流向蓄電池和負載，如圖4-1，并通過控制使輸出電流減小，同時向燃料電池控制器發(fā)出減少燃料的指令，直到輸出電流與負載電流相同時停止向蓄電池供電；當負載較重時，調(diào)節(jié)器輸出電流小于負載所需電流，此時由蓄電池向負載提供能量不足部分，能量由調(diào)節(jié)器和蓄電池流向負載，同時控制調(diào)節(jié)器使輸出電流增大并向燃料電池控制器發(fā)出增加燃料的指令，直到輸出電流與負載電流相等，蓄電池回到不充不放狀態(tài)。當調(diào)節(jié)器后面不接蓄電池時工作