大功率直流開關(guān)電源設(shè)計畢業(yè)論文

1、<p><b>　　第1章 緒論</b></p><p>　　1.1 開關(guān)電源的發(fā)展及國外現(xiàn)狀</p><p>　　開關(guān)電源在通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用，并已成為現(xiàn)代通信供電系統(tǒng)的主流，而通信業(yè)的迅速發(fā)展又極大地推動了開關(guān)電源的發(fā)展。在通信領(lǐng)域中，通常將高頻整流器稱為一次電源而將直流--直流(DC/DC)變換器稱為二次電源。同時，開關(guān)電源也在各種電子信息設(shè)備

2、中，如計算機(jī)、充電電源等得到了廣泛的應(yīng)用。</p><p>　　自1957年第一只可控硅(SCR)問世后，可控硅取代了笨重而且效率低下的硒或氧化亞銅整流器件，可控硅整流器就作為通信設(shè)備的一次電源使用。在隨后的20年內(nèi)，由于半導(dǎo)體工藝的進(jìn)步，可控硅的電壓、電流額定值及其它特性參數(shù)得到了不斷提高和改進(jìn)，滿足了通信設(shè)備不斷發(fā)展的需要，因此，直到70年代，發(fā)達(dá)國家還一直將可控硅整流器作為大多數(shù)通信設(shè)備的一次電源使用。&l

3、t;/p><p>　　雖然可控硅整流器工作穩(wěn)定，能滿足通信設(shè)備的要求，但它是相控電源，工作于工頻，有龐大笨重的電源變壓器、電感線圈、濾波電容，噪聲大，效率低，功率因數(shù)低，穩(wěn)壓精度也較低。因此，自1947年肖克萊發(fā)明晶體管，并在隨后的幾年內(nèi)對晶體管的質(zhì)量和性能不斷完善提高后，人們就著力研究利用晶體管進(jìn)行高頻變換的方案。1955年美國羅耶(GH·Roger)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現(xiàn)高頻

4、轉(zhuǎn)換電路的開始, 1957年美國查賽(JJ·Jen Sen)又發(fā)明了自激式推挽雙變壓器變換器電路。在此基礎(chǔ)上，1964年，美國科學(xué)家提出了取消工頻變壓器的串聯(lián)開關(guān)電源的設(shè)想，并在NEC雜志上發(fā)表了“脈寬調(diào)制應(yīng)用于電源小型化”等文章，為使電源實現(xiàn)體積和重量的大幅下降提供了一條根本途徑。</p><p>　　隨著大功率硅晶體管的耐壓提高和二極管反向恢復(fù)時間的縮短等元器件性能的改善，1969年終于做成了25K

5、Hz的開關(guān)電源。電源界把開關(guān)電源的頻率提高到20KHz以上稱為電源技術(shù)的“20KHz革命”。經(jīng)過幾年的努力，從開關(guān)電源的電路拓?fù)湫褪降较嗯涮椎脑骷妊芯慷既〉昧讼喈?dāng)大的進(jìn)展。在電路拓?fù)湫褪缴祥_發(fā)出了單端貯能式反激電路、雙反激電路、單端正激式電路、雙正激電路、推挽電路、半橋電路、全橋電路，以適應(yīng)不同應(yīng)用場合、不同功率檔次的需要；在元器件方面，功率晶體管和整流二極管的性能也有了較大的提高。1976年美國硅通用公司第一個做出了型號為SG15

6、24的脈寬調(diào)制(PWM, Pulse Width Modulation)控制芯片，極大地提高了開關(guān)電源的可靠性，并進(jìn)一步減小了體積。</p><p>　　在隨后的幾年中，大功率晶體管(GTR)和功率場效應(yīng)管(MOSFET)相繼被研制出來，其電壓、電流額定值大為提高，工作頻率也提高較多，可靠性也顯著增加。到80年代中后期，絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)已研制出來并投入了市場，各種通信設(shè)備所需的一次電源大多采取PWM

7、 集成控制芯片、雙極型晶體管、場效應(yīng)管、絕緣柵雙極晶體管。</p><p>　　隨著微電子學(xué)的發(fā)展和元器件生產(chǎn)技術(shù)的提高，相繼開發(fā)出了耐壓高的功率場效應(yīng)管(VMOS管)和高電壓、大電流的絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)，具有軟恢復(fù)特性的大功率高頻整流管，各種用途的集成脈寬調(diào)制控制器和高性能的鐵氧體磁芯，高頻用的電解電容器，低功耗的聚丙烯電容等。主要元器件技術(shù)性能的提高，為高頻開關(guān)電源向大功率、高效率、高可靠性方向發(fā)

8、展奠定了良好基礎(chǔ)。</p><p>　　隨著通信用開關(guān)電源技術(shù)的廣泛應(yīng)用和不斷深入，實際工作中人們對開關(guān)電源提出了更高的要求，提出了應(yīng)用技術(shù)的高頻化、硬件結(jié)構(gòu)的模塊化、軟件控制的數(shù)字化、產(chǎn)品性能的綠色化、新一代電源的技術(shù)含量大大提高，使之更加可靠、穩(wěn)定、高效、小型、安全。在高頻化方面，為提高開關(guān)頻率并克服一般的PWM和準(zhǔn)諧振、多諧振變換器的缺點，又開發(fā)了相移脈寬調(diào)制零電壓開關(guān)諧振變換器，這種電路克服了PWM方式硬

9、開關(guān)造成的較大的開關(guān)損耗的缺點，又實現(xiàn)了恒頻工作，克服了準(zhǔn)諧振和多諧振變換器工作頻率變化及電壓、電流幅度大的缺點。采用這種工作原理，大大減小了開關(guān)管的損耗，不但提高了效率也提高了工作頻率，減小了體積，更重要的是降低了變換電路對分布參數(shù)的敏感性，拓寬了開關(guān)器件的安全工作區(qū)，在一定程度上降低了對器件的要求，從而顯著提高了開關(guān)電源的可靠性。</p><p>　　1.2 國內(nèi)開關(guān)電源的發(fā)展及現(xiàn)狀</p>&

10、lt;p>　　建國初期，我國郵電部門的科研技術(shù)人員開發(fā)了以國產(chǎn)大功率電動發(fā)電機(jī)組為主的成套設(shè)備作為通信電源。在引進(jìn)原民主德國FGD系列和前蘇聯(lián)BCC51系列自動化硒整流器基礎(chǔ)上，借鑒國外先進(jìn)技術(shù)，與工廠共同研制成功國產(chǎn)XZL系列自動化硒整流器，并在武漢通信電源廠批量生產(chǎn)，開始用硒整流器裝備通信局(站)，替換原有的電動發(fā)電機(jī)組，這標(biāo)志著我國國產(chǎn)通信電源設(shè)備躍到一個新的水平。</p><p>　　但后來，我國的

11、通信電源發(fā)展相當(dāng)緩慢。1963年開始研制和采用可控硅(SC R)整流器,1965年著手研制逆變器和晶體管直流—直流(DC/DC)變換器，當(dāng)時與發(fā)達(dá)國家相比只落后五六年.后由于十年動亂，研制工作一直停滯不前，除了可控硅整流器于1967年在武漢通信電源廠開始形成系列化生產(chǎn)，供通信設(shè)備作一次電源使用，并不斷得到改進(jìn)，性能和質(zhì)量逐步提高外，其它方面進(jìn)展十分緩慢。一直到80年代才開始生產(chǎn)20KHz DC/DC變換器，但由于受元器件性能的影響，質(zhì)量

12、很不穩(wěn)定，無法作為通信設(shè)備的一次電源使用。只是作為通信設(shè)備的二次電源使用(二次電源對元器件的耐壓及電流要求較低)。直到上世紀(jì)90年代初，我國大多數(shù)通信設(shè)備所用的一次電源仍然是可控硅整流器。這種電源工作于工頻50Hz，有龐大的工頻變壓器、電感線圈、電解電容等，笨重龐大、效率低、噪聲大、性能指標(biāo)低，不易實現(xiàn)集中監(jiān)控。</p><p>　　由于通信事業(yè)發(fā)展的需要，八十年代后期，郵電部加強(qiáng)了通信電源技術(shù)發(fā)展的各項工作，制

13、訂了“通信基礎(chǔ)電源系統(tǒng)設(shè)備系列暫行規(guī)定”，“通信局(站)電源系統(tǒng)總技術(shù)要求”和電源設(shè)備行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)等文件，多次派代表參加國際電信能源會議，并在八十年代后期才第一批引進(jìn)了澳大利亞生產(chǎn)的48V/5OA(開關(guān)頻率為40KHz)和48V/100A(開關(guān)頻率為20KHz)的高頻開關(guān)電源，在吸收國外先進(jìn)技術(shù)的基礎(chǔ)上，投入較大的力量，開始研制自己的開關(guān)電源。郵電部武漢電源廠、通信儀表廠等廠家開發(fā)出了自己的以PWM方式工作的開關(guān)電源,并推向電信行業(yè)應(yīng)用，取

14、得了較好的效果.隨后郵電部對電源提出了更新?lián)Q代和實現(xiàn)監(jiān)控(包括遠(yuǎn)程監(jiān)控)的要求，眾多廠家都投入力量研制開發(fā)，推出了采用PWM技術(shù)的高頻開關(guān)電源，有些廠家還推出了實現(xiàn)遠(yuǎn)程監(jiān)控的解決方案，短短幾年后，電信部門所用的一次通信電源幾乎都更換成了采用PWM 集成控制芯片、大功率晶體管、功率場效應(yīng)管、絕緣柵雙極晶體管的半橋或全橋電路，其開關(guān)頻率為幾十～100KHZ、效率高于90%、功率因數(shù)接近1。穩(wěn)壓精度優(yōu)于0.5%,模塊化組合的高頻開關(guān)電源，電信

15、行業(yè)成套電源技術(shù)提高到了一個嶄新的水平。</p><p>　　總的說來，開關(guān)電源的發(fā)展趨勢為:繼續(xù)向高頻、高效、高可靠、高密度化、低耗、低噪聲、抗干擾和模塊化發(fā)展。</p><p>　　第2章 系統(tǒng)的整體分析和選擇</p><p>　　本章從整體上對開關(guān)電源的各種功能模塊進(jìn)行了介紹，主要闡述了各模塊的結(jié)構(gòu)、功能以及相互之間的關(guān)系，其中重點介紹了主變換器和控制電路，對

16、當(dāng)前開關(guān)電源常用的變換器的結(jié)構(gòu)、優(yōu)缺點、適用范圍等進(jìn)行了分析，在此基礎(chǔ)上，結(jié)合本文的實際情況，選擇了合適的變換器結(jié)構(gòu)；在控制電路部分，介紹了開關(guān)電源控制電路各控制單元的功能以及實現(xiàn)方法。最后對開關(guān)電源整流濾波電路進(jìn)行了簡單介紹。</p><p>　　2.1 系統(tǒng)整體概述</p><p>　　按照各部分的功能劃分，從大的方面講，開關(guān)電源可分成:機(jī)箱(或機(jī)殼)、電源主電路、電源控制電路三部分。

17、機(jī)箱既可起到固定的作用，也可起到屏蔽的作用。電源的主電路是負(fù)責(zé)進(jìn)行功率轉(zhuǎn)換的部分，通過適當(dāng)?shù)目刂齐娐房梢詫⑹须娹D(zhuǎn)換為所需的直流輸出電壓。而控制電路則根據(jù)實際的需要產(chǎn)生主電路所需的控制脈沖和提供各種保護(hù)功能。開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)框圖可如圖2-1所示。</p><p>　　圖2-1開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)框圖</p><p>　　從圖中可以看出，這幾部分是相輔相成的統(tǒng)一整體。在電源的研制和開發(fā)過程中必須對每一

18、部分都進(jìn)行認(rèn)真的分析和研究，才能使所研制的開關(guān)電源滿足設(shè)計要求。</p><p>　　電源主電路通過輸入整流濾波、DC-DC變換、輸出整流濾波將市電轉(zhuǎn)為所需要的直流電壓。開關(guān)電源的主回路可以分為:輸入整流濾波回路、功率開關(guān)橋、輸出整流濾波三部分。輸入整流濾波回路將交流電通過整流模塊變換成含有脈動成分的直流電，然后通過輸入濾波電容使得脈動直流電變?yōu)檩^平滑的直流電。功率開關(guān)橋?qū)V波得到的直流電變換為高頻的方波電壓，通

19、過高頻變壓器傳送到輸出側(cè)。最后，由輸出整流濾波回路將高頻方波電壓濾波成為所需要的直流電壓或電流，主回路進(jìn)行正常的功率變換所需的觸發(fā)脈沖由控制電路提供。</p><p>　　控制電路是整個電源的大腦，它控制整個裝置工作并實現(xiàn)相應(yīng)的保護(hù)功能。一般控制電路應(yīng)具有以下功能:控制脈沖產(chǎn)生電路、驅(qū)動電路、電壓反饋控制電路、各種保護(hù)電路、輔助電源電路。</p><p>　　為了使開關(guān)電源設(shè)備正常的工作，

20、使電源的各個組成部分都能發(fā)揮其最大的效能，就必須讓電源的各個組成部分相互協(xié)調(diào)、相互協(xié)作、在電源的研制與設(shè)計過程中應(yīng)對這方面的問題給予足夠的重視。</p><p>　　2.2 DC-DC變換器的選擇</p><p>　　DC-DC 變換器是開關(guān)電源中實現(xiàn)功率轉(zhuǎn)換的部分。DC-DC 變換器的輸入電壓為三相整流電壓，電壓較大，對開關(guān)器件因此選用全橋式電路較為合適，可使變壓器磁芯和繞組得到最優(yōu)利用

21、，使效率、功率密度等得到優(yōu)化；另一方面，功率開關(guān)在較安全的情況下運(yùn)行，最大的反向電壓不會超過輸入整流濾波電路的輸出電壓。但是需要的功率元件較多，在開關(guān)導(dǎo)通的回路上，至少有兩個管的壓降，因此功率損耗也較大。由于三相整流橋提供的直流電壓較高，工作電流相對較低，這些損耗還是可以接受的。目前，常用的全橋式變換器有傳統(tǒng)的硬開關(guān)式、諧振式以及移相式，下面分別簡單介紹一下。</p><p>　　2.2.1 硬開關(guān)式全橋變換器&

22、lt;/p><p>　　硬開關(guān)PWM電路曾以結(jié)構(gòu)簡單、控制方便得到廣泛應(yīng)用，其電路結(jié)構(gòu)如圖2-2所示.在硬開關(guān)PWM電路中，開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)器件在高電壓下導(dǎo)通，大電流下關(guān)斷，因此，在開關(guān)瞬間必然有大量損耗。因此，常常加入緩沖電路，如Rc吸收網(wǎng)絡(luò)。它可以限制開通時的du/dt和關(guān)斷時的di/dt，使功率器件安全正常運(yùn)行。但是需要注意的是，吸收電路是通過把器件本身的開關(guān)損耗轉(zhuǎn)移到緩沖電路中而使器件得到保護(hù)的，

23、因此這部分能量最終還是被消耗了，系統(tǒng)總的損耗沒有減少。并且頻率越高，開關(guān)損耗越大，使系統(tǒng)效率大大降低。另外，開關(guān)器件在高頻下運(yùn)行時，器件本身的極間電容將成為-個重要參數(shù)。極間電容電壓轉(zhuǎn)換時的du/dt會藕合到輸入端，產(chǎn)生較強(qiáng)的電磁干擾，影響電源本身和電網(wǎng)中其他電器設(shè)備的運(yùn)行。此外，電路寄生電容、電感若形成強(qiáng)烈的振蕩也會影響到設(shè)備的正常運(yùn)行。</p><p>　　圖2-2硬開關(guān)式全橋變換器結(jié)構(gòu)</p>

24、<p>　　2.2.2 諧振式全橋變換器</p><p>　　硬開關(guān)式電路在頻率不高時其缺點還不是很突出，隨著頻率的提高，開關(guān)損耗和電磁干擾將變成一個十分嚴(yán)重的問題，為了解決這一問題，有人提出了諧振式軟開關(guān)的概念。諧振式軟開關(guān)和硬開關(guān)相比，主要是增加了兩個附加元件--諧振電感和諧振電容。利用諧振電感和諧振電容的諧振作用，使開關(guān)器件在正弦波的零電壓或零電流處開通或關(guān)斷。諧振變換電路有多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但其基

25、本組成部分還是通過開關(guān)器件和諧振元件L、C之間串聯(lián)或并聯(lián)實現(xiàn)的，再配以適當(dāng)?shù)目刂撇呗詠韺崿F(xiàn)開關(guān)器件的零電壓或零電流動作。其基本電路結(jié)構(gòu)如圖2-3所示。</p><p><b>　　零電流開關(guān)</b></p><p><b>　　零電壓開關(guān)</b></p><p>　　圖2-3諧振電路的基本結(jié)構(gòu)圖</p>&l

26、t;p>　　圖2-3(a)為零電流(Zero-Current-Switching)開關(guān)，它是通過電感Lr和開關(guān)S的串聯(lián)實現(xiàn)的。Lr和Cr之間的諧振是靠S的導(dǎo)通來激勵的，利用Lr和Cr諧振形成開關(guān)器件導(dǎo)通期間的正弦波電流波形，電流過零點時即將開關(guān)S關(guān)斷。零電流開關(guān)對于具有存儲效應(yīng)的開關(guān)器件更加有效，如GTR、IGBT。</p><p>　　圖2-3(b)為零電壓(Zero-Voltage-Switching)

27、開關(guān)，它是通過電感Lr和開關(guān)S的并聯(lián)實現(xiàn)的。Lr和Cr之間的諧振是靠S的關(guān)斷來激勵的，利用Lr和Cr諧振形成開關(guān)器件關(guān)斷期間的正弦波電流波形，電壓過零點時即將開關(guān)S導(dǎo)通。</p><p>　　只要將圖中2-2中的硬開關(guān)換成諧振式軟開關(guān)，即為諧振式全橋變換器。采用諧振全橋變換器，電源工作的安全性大為提高。但是，諧振式變換器與負(fù)載關(guān)系很大，對負(fù)載的變換很敏感，為保持輸出在各種運(yùn)行條件下基本不變，必須采用脈沖頻率調(diào)制(

28、PFM)，因此，高頻變壓器、電感等磁元件要按最低頻率設(shè)計，不可能做的很小，實現(xiàn)最優(yōu)設(shè)計相當(dāng)困難；另外，其控制電路中需要增加電壓-頻率轉(zhuǎn)換功能，電路要復(fù)雜許多。所以，80 年代后期，許多專家進(jìn)一步研究開發(fā)能實現(xiàn)恒頻控制的軟開關(guān)技術(shù)，兼有諧振變換器和PWM變換器的特點，形成了ZCS或ZVS PWM變換技術(shù)。</p><p>　　2.2.3 移相式全橋變換器</p><p>　　近年來，移相控制

29、全橋變換器由于具有恒頻軟開關(guān)運(yùn)行、移相控制實現(xiàn)方便、電流和電壓應(yīng)力小、巧妙利用寄生元件等一系列突出優(yōu)點，倍受各方的廣泛關(guān)注.移相控制方式作為全橋變換器特有的-種控制方式，它是指保持每個開關(guān)管的導(dǎo)通時間不變，同一橋臂兩只管子相位相差180度。對全橋變換器來說，只有對角線上兩只開關(guān)管同時導(dǎo)通時，變換器才輸出功率，所以可通過調(diào)節(jié)對角線上的兩只開關(guān)管導(dǎo)通重合角的寬度來實現(xiàn)穩(wěn)壓控制，而在功率器件環(huán)流期間，它又利用變壓器的漏感、功率半導(dǎo)體器件的結(jié)電

30、容或外加的附加電感電容的諧振來實現(xiàn)零電壓或零電流的開關(guān)換流。</p><p>　　本文根據(jù)實際技術(shù)要求開發(fā)的開關(guān)電源的主電路，應(yīng)該采用移相式全橋變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。</p><p>　　2.3 控制電路的實現(xiàn)</p><p>　　控制電路是開關(guān)電源系統(tǒng)的另一重要部分。DC-DC變換器需要控制電路提供適當(dāng)?shù)尿?qū)動脈沖，才能有效的工作。如果控制電路不完善，主電路設(shè)計得再好也

31、無法發(fā)揮其自身的功能，例如:如果控制電路輸出的觸發(fā)信號不穩(wěn)定，或者出現(xiàn)誤觸發(fā)，有可能引起開關(guān)橋的直通，導(dǎo)致短路，從而損壞開關(guān)元件。</p><p>　　根據(jù)電路功能的分工可將控制電路分為幾大部分:脈沖產(chǎn)生電路、觸發(fā)電路、電壓反饋控制電路、軟啟動電路、保護(hù)電路、輔助電源電路等，具體控制電路如圖2-4所示。從圖2-4可以看出，脈沖產(chǎn)生電路是控制電路的核心。脈沖產(chǎn)生電路根據(jù)電壓反饋控制電路、保護(hù)電路以及軟啟動電路等提供

32、的控制信號產(chǎn)生出所需的脈沖信號，然后該脈沖信號經(jīng)過觸發(fā)電路的放大后去驅(qū)動開關(guān)元件，使開關(guān)管導(dǎo)通或關(guān)斷。</p><p>　　圖2-4電源控制電路框圖</p><p>　　電壓反饋控制電路通過檢測電壓的大小，對輸出電壓進(jìn)行采樣，然后將采樣電壓和參考電壓相比較得出誤差信號，反饋控制電路將誤差信號進(jìn)行PI處理后得到一控制電壓。最后，反饋控制電路將該控制電壓送給脈沖產(chǎn)生電路，進(jìn)而調(diào)節(jié)輸出脈沖的脈寬

33、達(dá)到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。</p><p>　　控制電路輸出的PWM信號，電平幅值和功率能力均不足以驅(qū)動大功率開關(guān)元件，因此選擇合適的驅(qū)動電路是必須的。驅(qū)動電路是將控制電路輸出PWM脈沖信號經(jīng)過電隔離后進(jìn)行功率放大和電壓調(diào)整再去驅(qū)動大功率開關(guān)管，由于所提供的脈沖幅度以及波形關(guān)系到開關(guān)管的開關(guān)過程，直接影響到損耗，所以，應(yīng)該合理設(shè)計驅(qū)動電路，實現(xiàn)開關(guān)管的最佳開通與關(guān)斷。</p><p>　　電

34、源的輸出濾波電容較大，輸出電壓的突然建立將會形成非常大的電容充電電流，疊加在負(fù)載電流上，它不僅使開關(guān)管的負(fù)擔(dān)過重而可能損壞，而且，由于持續(xù)時間長，往往會引起過流保護(hù)電路發(fā)生誤動作。若為了避免由此引起的誤動作而將保護(hù)電路搞得非常遲鈍，這將會增加過流保護(hù)的不安全性。輸出電壓在合閘時容易出現(xiàn)過沖，這種過沖，合閘時可能發(fā)生，在關(guān)閉電源時也可能產(chǎn)生，只要達(dá)到足夠的幅度將會給負(fù)載造成損害，而且，反復(fù)的大電流沖擊對電容器本身也不利，同時還會引起干擾，

35、因此，開關(guān)電源必須具備輸出電源軟啟動的功能。軟啟動電路在電源合閘和重新啟動時提供一個逐漸上升的電壓信號給脈沖產(chǎn)生電路，從而使控制電路的輸出脈沖有一個逐漸建立的過程。</p><p>　　保護(hù)電路是控制電路的一個重要組成部分，為了提高電源的可靠性必須不斷完善保護(hù)電路的功能。當(dāng)前開關(guān)電源電路的主要保護(hù)功能有:過流保護(hù)、過壓保護(hù)、欠壓保護(hù)、溫度保護(hù)。過流保護(hù)和過壓保護(hù)是為了保護(hù)負(fù)載和電源兩者而設(shè)置的，而欠壓保護(hù)和溫度保

36、護(hù)是為了電源本身而設(shè)置的。</p><p>　　輔助電源電路的功能是為控制電路供電。輔助電源的類型有很多種，既可以采用串聯(lián)線性調(diào)整型電源，也可以采用開關(guān)電源。輔助電源也可以通過高頻變壓器獲得輸出后反饋提供，輔助電源本身作為開關(guān)電源的一組負(fù)載。選取輔助電源電路形式時，只要該電源能滿足控制電路的要求即可。</p><p>　　2.4 整流濾波回路的選擇</p><p>

37、　　整流濾波回路是開關(guān)電源的重要組成部分，它可以提高電壓、電流的穩(wěn)定度，減小干擾。開關(guān)電源中分別存在輸入和輸出整流濾波回路。</p><p>　　2.4.1 輸入整流濾波回路</p><p>　　本課題研究的電源額定工作狀態(tài)的技術(shù)要求為:輸出電壓220V，輸出電流5A，輸出功率為1.1kw，屬于大功率電源。為了保持三相交流電源的對稱性和減小電源的輸入濾波電容等原因，大功率電源一般采用三相電

38、源作為供電電源。因此，本文試驗用電源電路采用三相橋式整流，電感和電容組成輸入整流濾波回路。</p><p>　　2.4.2 輸出整流濾波回路</p><p>　　在大功率電源中，常用的輸出整流電路有橋式整流電路和全波整流電路。因為本文實驗要求輸出電壓為220V。橋式整流電路適用于輸出電壓較高的場合，還可以使變壓器結(jié)構(gòu)簡單，降低整流管的電壓定額，所以我們采用橋式整流電路作為輸出整流電路。輸出

39、濾波電路一般可采用一級濾波也可采用兩級濾波。輸出濾波電路的作用是濾除二次側(cè)整流電路輸出的脈動直流中的交流成分，得到平滑的直流輸出。在開關(guān)電源中通常采用一級LC濾波電路，當(dāng)要求輸出紋波很小時，也可以采用兩級LC濾波電路。</p><p>　　第3章 開關(guān)電源主電路的設(shè)計</p><p>　　開關(guān)電源最重要的兩部分就是主電路和控制電路。本章將根據(jù)大功率直流開關(guān)電源的要求對主電路各部分進(jìn)行性能分

40、析并計算各項參數(shù)，根據(jù)計算所得的數(shù)據(jù)結(jié)果選擇各元器件，設(shè)計出各個獨立模塊，最后組裝成開關(guān)電源的主電路。</p><p>　　3.1 開關(guān)電源的設(shè)計要求</p><p>　　本文設(shè)計的大功率直流開關(guān)電源主要應(yīng)用于電力系統(tǒng)的高頻開關(guān)電源，確定技術(shù)指標(biāo)如下:</p><p>　　1. 輸入電壓: 380V20%</p><p>　　2. 電網(wǎng)頻率:

41、 50Hz10%</p><p>　　3. 功率因數(shù): >0.93</p><p>　　4. 輸入過壓告警: 437V5V</p><p>　　5. 輸入欠壓告警: 320V5V</p><p>　　6. 輸出標(biāo)稱電壓: 220VDC</p><p>　　7. 輸出電壓范圍: 176-286VDC</p&g

42、t;<p>　　8. 輸出紋波電壓: 10mV</p><p>　　9. 輸出額定電流: 5A</p><p>　　10. 輸出過壓保護(hù): 325V5V</p><p>　　11. 輸出欠壓保護(hù): 195V5V</p><p>　　12. 便于生產(chǎn)和維護(hù)</p><p>　　在本課題研究的過程中，主要對大

43、功率開關(guān)直流電源的工作原理、電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和運(yùn)行模式進(jìn)行了深入研究，并結(jié)合系統(tǒng)的技術(shù)參數(shù)，確定系統(tǒng)主電路的拓?fù)?，設(shè)計出主電路，即分別設(shè)計出濾波、整流、DC-DC變換器、軟啟動和保護(hù)控制等部分。下面就對電源主電路的設(shè)計進(jìn)行詳細(xì)說明。</p><p>　　3.2 主電路組成框圖</p><p>　　根據(jù)需要設(shè)計大功率開關(guān)電源的技術(shù)要求，本文進(jìn)行了方案的驗證與比較，設(shè)計如圖3-1所示的軟開關(guān)直流

44、開關(guān)電源的主電路框圖。虛線以上是主電路，主電路主要分為輸入整流濾波、逆變開關(guān)電路、逆變變壓器和輸出整流濾波；虛線以下為控制回路，控制回路主要包括信息檢測電路、控制和保護(hù)單元、監(jiān)控單元和輔助電源。</p><p>　　圖3-1 直流開關(guān)電源的主電路框圖</p><p>　　本電源采用ZVZCS- PWM 拓?fù)?，原邊加箝位二極管，三相交流輸入整流后，加LC濾波，以提高輸入功率因數(shù)，主功率管選用

45、IGBT，控制電路采用UC3875移相控制專用集成芯片，電流電壓雙閉環(huán)控制。具體設(shè)計主電路如圖3-2所示，包括三個部分:(1) 輸入整流濾波電路；(2) 單相逆變橋；(3) 輸出整流濾波電路.</p><p>　　3.2.1 輸入整流濾波電路</p><p>　　三相交流電經(jīng)電源內(nèi)部EMI濾波后，加到整流濾波模塊。EMI濾波器的作用是濾除功率管開關(guān)產(chǎn)生的電壓電流尖峰和毛刺，減小電源內(nèi)部對電

46、網(wǎng)的干擾，同時又能減小其他用電設(shè)備通過電網(wǎng)傳向電源的干擾。濾波電路采用LC 濾波，電感的作用是拓開電流導(dǎo)通時間，限制電流峰值，可以提高電源的輸入功率因數(shù)。濾波電容采用四個電解電容，兩個串聯(lián)后并聯(lián)使用，滿足三相整流后的高壓要求。電阻R1、R2是平衡串聯(lián)電容上的電壓，高頻電容與電解電容并聯(lián)使用，濾除高頻諧波，彌補(bǔ)電解電容高頻特性差的缺陷。</p><p>　　圖3-2 電源主電路結(jié)構(gòu)</p><p

47、>　　3.2.2 單相逆變橋</p><p>　　單相逆變橋采用IGBT，以滿足高壓、高功率的要求。無感電容(C7、C8)并聯(lián)在兩橋臂之間，降低兩橋臂之間電壓尖峰的干擾，諧波電感，隔直電容、、防止變壓器的直流偏磁，原邊箝位二極管減輕副邊振蕩，主變壓器起到原、副邊的隔離、耦合作用，原、副邊各一副繞組，以滿足副邊采用全橋整流的要求，原邊加交流互感器，檢測原邊電流作保護(hù)用。</p><p>

48、;　　3.2.3 輸出整流濾波電路</p><p>　　采用全橋整流滿足高壓的要求，高頻濾波電感，電解電容(E5、E6、E7)，高頻電容(，)濾除高頻諧波分量，共模電感()，Y電容(、)，抑制共模分量，電流采樣電阻～，輸出二極管D14，防止電池電流反灌。</p><p>　　3.3 輸入整流濾波電路設(shè)計</p><p>　　該電源的輸入整流濾波電路同一般大功率PWM

49、型開關(guān)電源的輸入整流濾波電路相似。主要包括兩部分組成:整流橋和輸入濾波電路。</p><p><b>　　3.3.1 整流橋</b></p><p>　　工作頻率為50Hz，輸入為三相交流電壓380V，采用三相整流橋。</p><p>　　(1) 整流橋的耐壓:</p><p><b>　　考慮最大輸入電壓&l

50、t;/b></p><p>　　=×1.2=380×1.2=456V</p><p>　　整流二極管的峰值電壓為</p><p>　　×=380×(1＋20%)×=640V</p><p>　　取50%的裕量 640×(1+50%)=960V</p><p&

51、gt;　　根據(jù)整流橋的實際電壓等級，我們選擇整流橋的耐壓為1200V</p><p>　　(2) 整流橋的額定電流</p><p>　　因為電源的輸入功率隨效率變化，所以應(yīng)取電源效率最差時的數(shù)值。</p><p>　　在此，我們按一般開關(guān)電源的效率取值，取效率為80%</p><p><b>　　電源的輸入功率:</b>

52、</p><p>　　P= =220×5/0.8=1375W</p><p>　　因最大輸入電流是在交流輸入電壓下限時，所以，</p><p>　　=380V×80%=304V,</p><p><b>　　最大輸入線電流: </b></p><p><b>　　==

53、=2.61A</b></p><p>　　取整流橋的額定電流為10A 。</p><p>　　3.3.2 輸入整流電容</p><p>　　輸入電容器Cm決定于輸出保持時間和直流輸入電壓的紋波電壓的大小，而且要在計算流入電容器的紋波電流是否完全達(dá)到電容器的容許值的基礎(chǔ)上進(jìn)行設(shè)計。E為電網(wǎng)電壓最低時輸入三相橋式整流電路的輸出平均電壓:</p>

54、<p><b>　　E==Ea</b></p><p>　　其中Ea為交流輸入線電壓。</p><p><b>　　簡易公式</b></p><p>　　E= 1.35×380×(1－20%)= 410V</p><p>　　通過直流輸入電路的平均電流，為:</

55、p><p><b>　　===3.35A</b></p><p>　　計算單相全波整流電路濾波電容的經(jīng)驗公式為:</p><p>　　Cm=400～600</p><p>　　由于三相全波整流電路的基波頻率為單向電路的3倍，因此計算三相電路濾波電路的公式為:</p><p>　　Cm=133～200&

56、lt;/p><p><b>　　所以，</b></p><p>　　Cm= 200×3.35= 670uF</p><p>　　根據(jù)計算結(jié)果，在實際電路中，我們選用1O00 uF/4OOV 的電解電容4只兩兩串聯(lián)后再并聯(lián)組成濾波電容組。</p><p>　　3.3.3 輸入濾波電感</p><p

57、>　　電感中最大電流為交流輸入電壓下限時通過直流輸入電路的平均電流=3.35A</p><p>　　理論上輸入濾波電感越大，電流脈動越小，輸入功率因素越高，但受體積重量和價格的限制，并根據(jù)繞制廠家的現(xiàn)有工藝水平，選用C15×32×l05硅鋼片鐵心，線徑為1.6毫米，電感量為18mH的工頻電感。電感量的確定較難精確計算，可通過實驗確定。</p><p>　　3.4

58、逆變電路的設(shè)計</p><p>　　3.4.1 功率轉(zhuǎn)換電路的選擇</p><p>　　根據(jù)第二章的分析可知，該電源屬于大功率電源，采用全橋式功率轉(zhuǎn)換電路.</p><p>　　3.4.2 確定電路工作頻率f</p><p>　　考慮到開關(guān)管的參數(shù)、控制電路及主電路的特性等因素，選取開關(guān)橋的工作頻率為30KHz。</p><

59、;p>　　3.4.3 高頻變壓器的計算</p><p>　　(1) 選擇工作磁通密度B</p><p>　　磁芯選用MX0-200鐵氧體材料。選取工作磁通密度B=900GS.</p><p>　　(2) 計算磁芯規(guī)格并計算原變繞組匝數(shù)</p><p>　　根據(jù)電源所用高頻變壓器的設(shè)計經(jīng)驗，磁芯采用環(huán)形磁芯。</p><

60、;p>　　磁芯規(guī)格:D×d×h= 120×60×20 mm</p><p>　　D為環(huán)形磁芯的外直徑</p><p>　　d為環(huán)形磁芯的內(nèi)直徑</p><p><b>　　h為環(huán)形磁芯的厚度</b></p><p>　　根據(jù)設(shè)計高頻變壓器的總結(jié)公式:</p>&

61、lt;p><b>　　= ×100</b></p><p>　　在公式中，應(yīng)取最大值。電路工作頻率為30KHz，T=33.4uS，為導(dǎo)通時間，根據(jù)計算的占空比，我們暫取11uS，為施加在原變繞組上的電壓幅值，其最大值為電網(wǎng)電壓最大時的三相整流濾波輸出值:</p><p>　　380×(1+ 20%)×=640V。</p>

62、<p><b>　　為磁芯截面積:</b></p><p><b>　　=</b></p><p>　　所以，計算所得高頻變壓器原邊繞組匝數(shù)為:</p><p><b>　　取整數(shù)為65T。</b></p><p>　　(3) 計算副邊繞組匝數(shù)</p>

63、<p>　　按設(shè)計要求，輸出電壓最大值為286V，考慮從電源輸出端到負(fù)載之間傳輸線的壓降(取壓降<0.3V)，因此，該電源的最高輸出電壓為:</p><p>　　=325+0.3=325.3V</p><p>　　輸出整流二極管的壓降取2V:</p><p>　　濾波電感的壓降取0.6V；</p><p>　　我們暫取開關(guān)

64、橋的最大占空比=0.66；</p><p>　　因此，最高輸出電壓、額定負(fù)載時高頻變壓器副邊繞組最低電壓幅值為:</p><p>　　= (325.3+2+0.6)/0.66 = 496.8V</p><p><b>　　因此，根據(jù)公式:</b></p><p><b>　　=</b></p&

65、gt;<p><b>　　其中，</b></p><p>　　= 380×(1-20%)×1.35=410V</p><p>　　得到副邊繞組匝數(shù)為:</p><p><b>　　=</b></p><p>　　因此，變壓器副邊繞組的匝數(shù)應(yīng)取整數(shù)79T。</p

66、><p>　　原邊繞組必須重新修正，為</p><p>　　所以，變壓器原邊繞組的匝數(shù)還應(yīng)取整數(shù)65T。</p><p>　　(4) 計算實際占空比</p><p>　　在輸入電壓最低，輸出電壓最高時有最大占空比</p><p>　　= 380×(1-20%)×1.35=410V</p>

67、<p>　　=×/= 79×410/65= 498V</p><p><b>　　=</b></p><p>　　在輸入電壓最高，輸出電壓最低的時候有最小占空比</p><p>　　=×/= 79×640/65= 777V</p><p><b>　　設(shè)此時+=

68、 1V</b></p><p><b>　　=</b></p><p><b>　　相應(yīng)的導(dǎo)通脈寬:</b></p><p>　　T/2=0.658×33.4/2=10.98uS</p><p>　　T/2=0.252×33.4/2=4.2uS</p>

69、<p>　　(5) 選擇繞組導(dǎo)線線徑</p><p>　　取負(fù)載電流為額定負(fù)載電流的105%，則流過輸出電感的電流平均值為5×120% =5.25A，流過副邊繞組的電流幅值即為流過電感的電流幅值，即為</p><p>　　=5.25A/=5.25/0.658=7.98A</p><p>　　其平均值 = 5.25A</p><

70、p>　　其有效值 = 5.25A</p><p>　　考慮到存在集膚效應(yīng)，根據(jù)相關(guān)文獻(xiàn)，3OKHz時的穿透深度為0.3815mm，因此，選用的導(dǎo)線線徑不得大于0.763mm。為繞制方便，選用線徑為0.31mm的導(dǎo)線。取電流密度J=3A/mm，單根導(dǎo)線載流量為0.2264A，因而需用5.25/0.2264=23.18根，因而選用24根絞合而成。</p><p>　　原邊繞組流過的電流

71、為雙向電流，其寬度為，其幅度由折算負(fù)載電流，折算到輸出電感電流增量以及勵磁電流等三部分組成，前兩者也如副邊平均幅值電流那樣取平均折算電流幅值，即</p><p>　　=×/= 79×5.25/65= 6.1A</p><p>　　設(shè)勵磁電流幅值為折算副邊電流幅值的8%，即:</p><p>　　= 0.08×= 0.08×5.

72、25= 0.42A</p><p>　　它是鋸齒形電流，我們將其轉(zhuǎn)換成平均值在疊加到副邊電流上。</p><p><b>　　的平均值為</b></p><p>　　=/2= 0.42/2= 0.21A</p><p>　　因此，原邊繞組等效矩形波電流幅值為</p><p>　　= += 5.25

73、+0.21= 5.46A</p><p><b>　　其有效值為:</b></p><p>　　==5.46×=4.43A</p><p>　　原邊線徑仍取0.31mm，電流密度J=3A/mm，單根導(dǎo)線載流量為0.2264A，因而需用4.43/0.2264=19.57根，取整數(shù)選用0.31mm高強(qiáng)度漆包圓銅線20根絞合而成。</

74、p><p>　　(6) 校核窗口面積</p><p>　　120×60×20磁芯窗口面積為:</p><p><b>　　= =2826mm</b></p><p>　　原邊繞組0.31mm導(dǎo)線的最大外徑可由相關(guān)文獻(xiàn)查得為0.37mm，因此原邊繞組占有的標(biāo)稱面積為:</p><p>

75、;<b>　　=</b></p><p>　　副邊繞組占有的標(biāo)稱面積為:</p><p><b>　　=</b></p><p><b>　　占空系統(tǒng)為:</b></p><p>　　= (+)/= (195+140)/2826= 0.12</p><p&g

76、t;　　可見窗口面積綽綽有余。</p><p>　　(7) 校核繞組壓降及功耗</p><p>　　120×60×20磁環(huán)的高度為2cm，徑向厚度為3cm，設(shè)副邊繞組平均匝長為15cm，由相關(guān)文獻(xiàn)查得0.31mm導(dǎo)線的銅心截面積為0.07548 mm，所以其截面積為:</p><p>　　= 23×0.07548= 1.736 mm&l

77、t;/p><p><b>　　單個繞組的電阻為</b></p><p>　　==O.O168×(15×0.01)×79/1.736=0.11</p><p>　　純銅在25℃時的電阻率為0.0168 mm/m</p><p>　　式中(15×0.01)是把厘米換算成公式需要的米度量單位

78、.</p><p><b>　　副邊繞組的功耗為:</b></p><p>　　== 5.25×0.11=3.03W</p><p>　　設(shè)原邊繞組的平均匝長約為12cm，由相關(guān)文獻(xiàn)查得0.31mm導(dǎo)線的銅心截面積為0.07548 mm，所以其截面積為:</p><p>　　= 20×0.07548=

79、 1.51mm</p><p><b>　　其中，電阻為；</b></p><p>　　==0.0168×12×0.01×65/1.51=0.08</p><p><b>　　原邊繞組的功耗為:</b></p><p>　　== 4.43×0.658×

80、;0.08=1.03W</p><p>　　變壓器得到繞組的總損耗:</p><p>　　= += 3.03+1.03= 4.06W</p><p>　　3.4.4 選用高壓開關(guān)管</p><p><b>　　(1) 耐壓</b></p><p>　　根據(jù)相關(guān)文獻(xiàn)可以查到，全橋功率轉(zhuǎn)換電路高壓開關(guān)

81、管上施加的最高電壓為=E，對應(yīng)于最高輸入電網(wǎng)電壓的輸入整流電路的直流輸出電壓:</p><p><b>　　= =640V</b></p><p>　　考慮各種因素的影響取50%的裕量640×(l+50%)=960V</p><p><b>　　(2) 開關(guān)電流</b></p><p>　

82、　在一些參數(shù)尚不知道的情況下，我們需要估算開關(guān)管的電流，以便選擇開關(guān)管和計算輸出濾波電路。在高頻變壓器的計算中，我們估算了實際占空比為0.658，為0.252。</p><p>　　輸入整流濾波電路的最大輸出電流平均值:</p><p><b>　　===3.3A</b></p><p>　　此時，= 0.658</p><

83、p>　　峰值電流為3.3/0.658= 5.09A</p><p>　　輸入整流濾波電路的最小輸出電流值:</p><p><b>　　===2.23A</b></p><p><b>　　此時，=0.252</b></p><p>　　峰值電流為2.32/0.252= 8.86A</p

84、><p>　　所以，開關(guān)管估算最大電流值為8.86A</p><p>　　根據(jù)計算所得的結(jié)果分析，我們選取三菱電機(jī)公司第三代IGBT單管CM60HSA24作為高壓開關(guān)管，其耐壓為1200V，電流容許值為60A。</p><p>　　3.4.5 隔直電容的選擇</p><p>　　在第二章中，我們對主電路的工作模式進(jìn)行了分析，對電路的重要參數(shù)之間的

85、關(guān)系進(jìn)行了推導(dǎo)，得出了如下關(guān)系式:</p><p>　　△T = 4 * * /DT</p><p>　　其中: △T為初級電流下降的時間；</p><p><b>　　為變壓器的漏感；</b></p><p><b>　　為占空比；</b></p><p>　　變壓器的漏感

86、與繞線工藝及磁芯形狀等有關(guān)，繞制好的變壓器漏感基本不變。在前面，我們設(shè)定電路的工作頻率為30KHz，計算得到的最大占空比=0.658，并且我們假設(shè)初級電流下降的時間為4uS，所以</p><p><b>　　= =4.7uF</b></p><p>　　3.5 輸出整流濾波電路</p><p>　　輸出整流濾波電路是通過快恢復(fù)整流二極管的整流和

87、濾波電感及濾波電容將高頻變壓器輸出的高頻交變電壓或電流編程要求的輸出電壓或電流。因為輸出電壓比較高(22OV)，所以高頻變壓器的副邊選用橋式整流，以提高安全可靠性。下面對輸出整流電路的各部分進(jìn)行一下分析與計算。</p><p>　　3.5.1 輸出整流二極管</p><p>　　因為輸出二極管工作于高頻狀態(tài)(30KHz)，所以應(yīng)選用快恢復(fù)二極管。</p><p>　

88、　(1) 輸出整流二極管的耐壓</p><p>　　高頻變壓器副邊的輸出最高電壓峰值為:</p><p>　　=×=380×(1+20%)××=783.6V</p><p>　　所以加在輸出整流二極管上最高的反壓為783.6V</p><p>　　(2) 輸出整流二極管的電流</p>&l

89、t;p>　　輸出整流二極管流出的電流即為流過輸出濾波電感的電流，所以其有效值為5.25A。</p><p>　　根據(jù)以上分析，同時考慮一定的裕量，選取RURU3O12O作為輸出二極管。該二極管的耐壓為120V，額定電流為30A。</p><p>　　3.5.2 輸出濾波電感</p><p>　　根據(jù)相關(guān)文獻(xiàn)的公式可以得到:L﹥</p><p

90、>　　選為額定負(fù)載電流的5%，即= 5×5% =0.25A</p><p>　　T=1/=1/30×10=33.3uS</p><p>　　=(*T)/2=4.2uS</p><p><b>　　= 783.6V</b></p><p>　　此時的電感電流增量不得大于2，所以</p>

91、<p>　　L===4.94×10H</p><p>　　所以選取濾波電感為4.94×10H</p><p>　　3.5.3 輸出濾波電容</p><p>　　(1) 根據(jù)輸出紋波電壓來計算濾波電容的大小:</p><p>　　C===11.66×10F</p><p>　　

92、(2) 根據(jù)輸出電壓動態(tài)幅度來求出濾波電容的大小</p><p><b>　　C=</b></p><p>　　其中，為輸出電流的最大值取5A，Vp為電源從滿載突變到空載時輸出電壓的上沖幅度，取該值為22lV</p><p>　　因此，輸出濾波電容為:</p><p><b>　　C==334uF</b&

93、gt;</p><p>　　取以上兩者最大值，并考慮一定裕量，最后取C= 5OOuF</p><p>　　第4章 控制電路的設(shè)計</p><p>　　4.1 PWM集成控制器的基本原理</p><p>　　PWM集成控制器通常分為電壓型控制器和電流型控制器兩種。電壓型控制器只有電壓反饋控制，可滿足穩(wěn)定電壓的要求，電流型控制器增加了電流反饋控制

94、，除了穩(wěn)定輸出電壓外，還有以下優(yōu)點:</p><p>　　1. 當(dāng)流過開關(guān)管的電流達(dá)到給定值時，開關(guān)自動關(guān)斷；</p><p>　　2. 自動消除工頻輸入電壓經(jīng)整流后的紋波電壓，并開關(guān)電源輸出端3OOHz以下的紋波電壓很低，因此可減小輸出濾波電容的容量；</p><p>　　3. 多臺開關(guān)電源并聯(lián)工作時，PWM開關(guān)控制器具有內(nèi)在的均流能力；</p>&

95、lt;p>　　4. 具有更快的負(fù)載動態(tài)響應(yīng):</p><p>　　圖4-1脈寬調(diào)制集成控制器的框圖及其波形圖</p><p>　　常用的脈寬調(diào)制(PWM)型集成控制器如圖4-1所示的幾個部分組成?；鶞?zhǔn)電壓和采樣反饋信號通過誤差放大器比較放大后，輸出的差值信號和鋸齒波(或三角波)比較，從而改變輸出脈沖的寬度，以實現(xiàn)穩(wěn)壓。有些控制器僅有一個輸出端，而多數(shù)控制器都設(shè)有用觸發(fā)器和“與”門電路

96、組成的相位分離器，用它來將單-脈沖變換成交替變化的二路脈沖輸出，用于供驅(qū)動推挽和橋式變換器中的功率開關(guān)管，此時變換器的工作頻率等于控制器內(nèi)部鋸齒波振蕩器振蕩頻率的一半。當(dāng)然也可將控制器的兩路輸出并聯(lián)起來去驅(qū)動單端變換器或串聯(lián)調(diào)整型開關(guān)穩(wěn)壓電源中的功率開關(guān)管，此時開關(guān)穩(wěn)壓電源的工作頻率就等于控制器內(nèi)部鋸齒波振蕩器的頻率。</p><p>　　4.2 高速脈寬調(diào)制器UC3825</p><p>

97、;　　根據(jù)我們所設(shè)計的系統(tǒng)的要求，我們選用的PWM集成控制器為UC3825。下面將詳細(xì)介紹此芯片的主要特點、工作原理和應(yīng)用及調(diào)試。</p><p>　　4.2.1 主要特點:</p><p>　　適用于電壓型或電流型開關(guān)電源電路；</p><p>　　實際開關(guān)頻率可達(dá)1MHz；</p><p>　　輸出脈沖最大傳輸延遲時間為50ns；<

98、/p><p>　　具有兩路大電流推拉式輸出(峰值電流為2A)；</p><p>　　內(nèi)有寬頻帶誤差信號放大器；</p><p>　　具有較高的頻率精度并可對死區(qū)進(jìn)行控制，同時振蕩器放電電流也可調(diào)；</p><p>　　帶有雙重抑制脈沖和全封閉邏輯；</p><p><b>　　具有軟啟動控制；</b>

99、</p><p>　　內(nèi)有逐脈沖限流比較器；</p><p>　　具有全周期再啟動的封鎖式過流比較器；</p><p>　　啟動電流很小--(典型值為10OmA):</p><p>　　欠壓鎖定--16V∕1OV(B型)</p><p>　　在欠壓鎖定期間，輸出低電平；</p><p>　　可調(diào)

100、整的帶隙基準(zhǔn)電壓；</p><p>　　可調(diào)的上升沿封鎖閥值，可調(diào)低上升沿噪音。</p><p>　　4.2.2 極限參數(shù):</p><p>　　電源電壓(15，B腳) 22V</p><p>　　輸出腳電流(流出或流入) (11，14腳)</p><p>　　直流

101、 0.5A</p><p>　　脈沖(0.5ms) 2.2A</p><p>　　地線(12腳) -0.2V</p><p><b>　　模擬輸入</b></p><p>　　(l，2，7腳)

102、 -0.3～-7V</p><p>　　(9，8腳) -0.3～-6V</p><p>　　時鐘輸出電流(4腳) -5mA</p><p>　　誤差放大器輸出電流(3腳) 5mA</p><p>　　軟啟動電流(8腳)

103、 20mA</p><p>　　震蕩器充電電流(5腳) -5mA</p><p>　　功耗(溫度60℃) 1W</p><p>　　儲存溫度范圍 -65～-150℃</p><p>　　焊接溫度(焊接時間為10s) 3

104、00℃</p><p>　　(注:所有電壓均以地線電壓為基準(zhǔn)；流入管腳的電流為正值。)</p><p>　　4.2.3 內(nèi)部電路工作原理</p><p>　　該芯片內(nèi)部電路如圖4-2所示。它由振蕩器、PWM比較器、限流比較器、過流比較器、基準(zhǔn)電壓源、故障鎖存器、軟啟動電路、欠壓鎖定、PWM鎖存器、輸出驅(qū)動器等組成。我們將詳細(xì)介紹各部分的情況，以理解芯片的工作原理。&

105、lt;/p><p>　　圖4-2 UC3825內(nèi)部原理結(jié)構(gòu)圖</p><p><b>　　(1) 振蕩器</b></p><p><b>　　圖4-3振蕩電路</b></p><p>　　振蕩電路如圖4-3所示。UC3823A、B和UC3825A、B內(nèi)部都有一個鋸齒波振蕩器。鋸齒波上升沿的斜率由、決定，

106、確定、的方法是:首先根據(jù)要求的最大占空比、選擇，再根據(jù)要求的頻率以及和選擇。計算公式為: </p><p><b>　　=</b></p><p><b>　　=</b></p><p>　　的最佳阻值應(yīng)為1～10k之間，應(yīng)大于70%。</p><p>　　在實際的應(yīng)用中，選為6.65k，選為2nf

107、，工作頻率為2OOKHZ。</p><p><b>　　(2) 上升沿封鎖</b></p><p>　　圖4-4上升沿封鎖工作波形</p><p>　　上升沿封鎖工作波形如圖4-4所示，UC3823A、B和UC3825A、B采用固定頻率脈寬調(diào)制。UC3823A、B的兩個輸出端可同時輸出脈沖，輸出脈沖的頻率與振蕩器頻率相等，脈沖占空比可在O%～1

108、00%內(nèi)調(diào)整。UC3825A、B的兩個輸出端交替輸出脈沖，因此，每個輸出端輸出脈沖的頻率是振蕩器頻率的1/2，振蕩器的頻率為200KHZ，所以輸出PWM脈沖的頻率為10OKHZ，輸出脈沖占空比在O%～50%以內(nèi)調(diào)整，實際橋式變換器的應(yīng)用中一般達(dá)不到50%，因為橋式變換器在PWM脈沖的占空比為50%時，由于功率管截止時間的問題，使得橋臂容易短路，這在以后的部分將詳細(xì)介紹。</p><p>　　為了限制最大占空比，在

109、振蕩電容放電期間，內(nèi)部時鐘脈沖對兩路輸出進(jìn)行封鎖。在時鐘的下降沿，輸出端為高電平。輸出脈沖的下降沿由脈寬調(diào)制比較器、限流比較器和過流比較器聯(lián)合控制。</p><p>　　通常，脈寬調(diào)制比較器檢測出斜坡電壓與控制電壓(誤差放大器輸出電壓)的交點，并且在該交點處，終止輸出脈沖。因為采用了上升沿封鎖，在脈沖前沿的一定時間內(nèi)，脈寬調(diào)制比較器不起作用。這樣，開關(guān)電源的固有噪聲就能被有效的抑制。同時，由于采用了輸出脈沖上升沿

110、封鎖，脈寬調(diào)制器的斜坡輸入就不需要再經(jīng)過濾波。</p><p>　　為了調(diào)整上升沿封鎖時間，CLK/LEB腳應(yīng)接入電容C，這樣，輸出脈沖前沿封鎖時間就由電容C和內(nèi)部1Ok電阻確定的放電時間來決定。</p><p>　　為了更準(zhǔn)確控制前沿封鎖時間，可在外部并聯(lián)一個2k(2%)電阻R。</p><p>　　前沿封鎖時間可由下式計算:</p><p&g

111、t;　　=0.5×(R//10k)×C</p><p>　　式中，外接電阻R不能小于2k。</p><p>　　上升沿封鎖也適用于限流比較器。上升沿封鎖之后，如果限流(I LIM)腳的電壓超過1V，輸出脈沖就終止。但是，過流比較器不能采用前沿封鎖。這樣，才不會因為前沿封鎖而延長保護(hù)時間，從而可以及時捕捉過流故障。在任何時間，只要限流(I LIM)腳的電壓超過1.2V，故

112、障封鎖就起作用，從而使輸出端變?yōu)榈碗娖?。為此，在限?I LIM)腳需接入噪音濾波電容器。</p><p>　　(3) 欠壓鎖定、軟啟動以及故障處理</p><p>　　圖4-5軟啟動和故障處理波形</p><p>　　軟啟動和故障處理波形如圖4-5所示。軟啟動是通過軟啟動(SOFT,START)腳的外接電容實現(xiàn)的。接通電源后，軟啟動腳外接電容放電，該腳處于低電平，

113、誤差放大器輸出低電平，開關(guān)電源無輸出電壓。當(dāng)9uA的內(nèi)部電流源給軟啟動腳外接電容充電時，誤差放大器輸出電壓逐漸升高，直到閉環(huán)調(diào)節(jié)功能開始工作，開關(guān)電源輸出電壓逐漸升高到額定值。</p><p>　　一旦限流(I LIM)腳的電平超過1.2V，故障鎖存器置位，輸出腳變?yōu)榈碗娖?；同時，軟啟動腳外接電容以250uA的電流放電。在軟啟動電容放完電后，限流腳電平降到1.2V以下時，故障鎖存器就不輸出脈沖。這時，故障鎖存器復(fù)

114、位，芯片開始軟啟動過程。</p><p>　　在軟啟動期間，萬一故障鎖存器置位，輸出會立即中止。但是軟啟動腳外接電容在充足電之前不會放電。這樣，在故障連續(xù)出現(xiàn)的情況下，輸出就會出現(xiàn)一個間斷期。</p><p>　　(4) 大電流輸出電路</p><p>　　圖4-6功率MOSFET的驅(qū)動電路</p><p>　　功率MOSFET驅(qū)動電路如圖4

115、-6所示。UC3825推拉式輸出電路的每個輸出端都可輸出峰值為2A的電流。該輸出電流在20ns內(nèi)可使1000pF電容兩端的電壓上升15V。采用獨立的集電極電源和功率地線PGND腳，能夠減小大功率門極驅(qū)動噪聲對集成電路內(nèi)模擬電路的干擾。每個輸出端(OUT)到和PGND之間，都應(yīng)加入一只3A的肖特基二極管(IN5120, USD245或相同性能的器件)，如圖4-6所示。該二極管可將輸出電壓的幅值鉗位在電源電壓，這對任何電感性和電容性負(fù)載都是

116、必要的。</p><p>　　4.3 UC3825的調(diào)試</p><p>　　UC3825是控制電路的核心，通過前面的介紹，我們知道，這種PWM集成控制器集成了很多的功能，以前需要用分立單元完成的功能，現(xiàn)在都可以通過UC3825來完成，它的-般用法如圖5-7所示。</p><p>　　圖4-7 UC3825的工作電路</p><p>　　圖

117、4-7中，為參考電壓，在我們設(shè)計的電路中的用途是供給線性光耦合器控制部分的電壓； 和用來調(diào)節(jié)PWM的最大占空比和振蕩頻率；輸入是從端口2進(jìn)入，OutA和OutB是PWM信號的輸出端口，信號的幅值由端口13的決定。OutA和OutB輸出的兩個PWM信號是相互之間有死區(qū)時間的互補(bǔ)信號。通過實驗我們測得端口2的數(shù)值范圍為:0.945V～2.132V，根據(jù)系統(tǒng)的具體情況，最大占空比我們設(shè)計為=40%，因為功率MOSFET的截止時間比導(dǎo)通時間長，