基于空間電壓矢量的pwm整流器的研究畢業(yè)論文

1、<p>　　學(xué)科分類號(hào)：___________</p><p><b>　　本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)</b></p><p>　　題 目：基于空間電壓矢量的PWM整流器的研究</p><p>　　學(xué)生姓名： 學(xué)號(hào) </p><p>　　系 部： 通信與控制工程系</p>

2、;<p>　　專業(yè)年級(jí) 08自動(dòng)化一班</p><p>　　指導(dǎo)教師： </p><p>　　職 稱： 助教</p><p>　　基于空間電壓矢量的PWM整流器的研究</p><p>　　摘 要:隨著現(xiàn)代電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，人們?nèi)找嬉庾R(shí)到低功率因數(shù)整流系統(tǒng)造成的諧波污染

3、和電網(wǎng)公害，因此提高功率因數(shù)成為整流系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì)。PWM整流器對(duì)電網(wǎng)不產(chǎn)生諧波污染，是一種真正意義上的綠色環(huán)保電力電子裝置，也是解決諧波問(wèn)題的根本措施。</p><p>　　通用變頻器的二極管整流電路能量傳輸不可逆，當(dāng)電機(jī)減速、制動(dòng)時(shí)，一般采用能耗制動(dòng)的方式來(lái)消除直流側(cè)產(chǎn)生的泵升電壓。但是，在實(shí)際使用中，能耗制動(dòng)單元卻有許多限制。利用PWM整流器可以將再生能量及時(shí)高效的回饋到電網(wǎng)里，既節(jié)能降耗，又解決泵升電壓的

4、問(wèn)題，拓寬了通用變頻器應(yīng)用范圍。</p><p>　　本文詳細(xì)分析了三相PWM整流器在輸入三相交流平衡電壓時(shí)的數(shù)學(xué)模型、_〔作原理，并且對(duì)其換流方式和)l種工作模式展開(kāi)了詳細(xì)的討論;研究了電感和電容參數(shù)設(shè)計(jì)方法;深入研究了基于空間電壓矢量的定頻PWM控制方法，設(shè)計(jì)了電壓電流雙閉環(huán)控制的控制器，并且設(shè)計(jì)了PI調(diào)節(jié)器參數(shù)自整定方法;采用兩相調(diào)制方法，降低了開(kāi)關(guān)損耗。以TMS320LF2407A DSP為內(nèi)核搭建硬件電

5、路，對(duì)PWM整流器及其控制方法進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文所設(shè)計(jì)的三相PWM整流器控制方案和變頻器四象限運(yùn)行控制方案的可行性，以及理論分析的正確性。</p><p>　　此外，本文提出了一種新型的二相兩橋臂三電平中性點(diǎn)箱位開(kāi)關(guān)模式PWM整流電路拓?fù)?，詳?xì)分析了其數(shù)學(xué)模型及_[作模式，并對(duì)該P(yáng)WM整流器的定頻控制方法進(jìn)行了深入研究。分別使用MATLAB軟件和PSIM軟件驗(yàn)證了該整流器及其控制方案的正確性。&l

6、t;/p><p>　　關(guān)鍵詞：PWM整流器;四象限運(yùn)行;單位功率因數(shù);二電平</p><p>　　RESEARCH ON PWM RECTIFIER BASED ON THE SPACE VOLTAGE VECTOR</p><p>　　Abstract： With the development of power electronics, people has re

7、alized that the rectifying system with lowerpower factor can bring harmonic pollution and induce the power line problem, and therefore it is necessary toimprove the power factor for the rectifying system. PWM rectifier i

8、s the basic solution of harmonic pollution,because it has no harmonic influence on the power line.</p><p>　　For the general inverter, when the motor speed is reducing or the motor is braking, the DC pump vol

9、tage isusually consumed by the method of dynamic braking, because the energy can't flow bidirectionally throughdiode rectifier. However, the dynamic braking has many limitations. PWM rectifier can make theregenerat

10、ing energy flow into the power line, which extends the applied field of inverter.</p><p>　　The mathematical model, working principle and current converting mode of PWM rectifier are analyzed indetail in this

11、 paper when the power line is balanced. The design method of three-phase inductor and DCcapacitor is studied, and the self-adaptive PI regulator is disigned. The constant-frequency PWM controlscheme with two-phase modula

12、tion, based on space vectors, is proposed. The validity of the control schemeis verified by the experiments with TMS320LF2407A DSP.</p><p>　　Besides, A novel two-arm three-level neutral-point-clamped switchi

13、ng mode PWM rectifier is proposed,the mathematical model and the working mode of the rectifier are derived, and the constant-frequency PWMcontrol method is analyzed in detail. The validity of the novel PWM rectifier and

14、its control scheme isverified by simulation with PSIM and MATLAB, respectively.</p><p>　　KeyWords：PWM rectifier; four-quadrant running; unit power factor; three-level</p><p><b>　　目錄</b&

15、gt;</p><p><b>　　第1章緒論4</b></p><p><b>　　1.1引言4</b></p><p>　　1.2本課題研究的目的及意義6</p><p>　　1.3本課題的研究的主要內(nèi)容7</p><p>　　第2章PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)

16、構(gòu)及工作原理8</p><p>　　2.1電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)8</p><p>　　2.1.1電壓型PWM整流器工作原理9</p><p>　　2.1.2PWM整流器四象限運(yùn)行原理12</p><p>　　第3章基于空間電壓矢量的定頻控制策略的研究14</p><p>　　3.1pWM整流

17、器常用的控制策略14</p><p>　　3.2幅值相位控制14</p><p>　　3.2.1滯環(huán)電流控制15</p><p>　　3.3定頻PWM控制16</p><p>　　第4章兩電平PWM整流器控制系統(tǒng)的硬件電路與軟件設(shè)計(jì)18</p><p>　　4.1主電路參數(shù)設(shè)計(jì)18</p>

18、;<p>　　4.1.1 IGBT模塊參數(shù)設(shè)計(jì)18</p><p>　　4.1.2驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)19</p><p>　　4.1.3直流側(cè)電容的選擇20</p><p>　　4.2系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)21</p><p>　　4.2.1 A/D轉(zhuǎn)換21</p><p>　　第5章兩電平pWM整流器系

19、統(tǒng)實(shí)驗(yàn)22</p><p>　　5.1 兩電平pWM整流器控制結(jié)構(gòu)22</p><p>　　5.2系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果23</p><p>　　5.2.1電阻負(fù)載實(shí)驗(yàn)23</p><p>　　5.2.2空載條件下的四象限運(yùn)行26</p><p>　　第6章結(jié)論與展望28</p><p>

20、<b>　　6.1結(jié)論28</b></p><p><b>　　6.2展望29</b></p><p><b>　　結(jié)束語(yǔ)31</b></p><p><b>　　參考文獻(xiàn)32</b></p><p><b>　　第1章緒論<

21、/b></p><p><b>　　引言</b></p><p>　　由于電力電子技術(shù)、微電子技術(shù)和現(xiàn)代控制理論的快速發(fā)展，功率半導(dǎo)體器件性能不斷提高，已從早期廣泛使用的半控型功率半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)，發(fā)展到如今性能各異且類型諸多的全控型功率開(kāi)關(guān)，如雙極型晶體管(BJT)、門(mén)極關(guān)斷晶閘管(GTO)、絕緣柵雙極型晶體管( IGBT)、集成門(mén)極換向晶閘管(IGCT)、功率場(chǎng)效

22、應(yīng)管(MOSFET)以及場(chǎng)控晶閘管(MCT)等。功率半導(dǎo)體器件技術(shù)的進(jìn)步，促進(jìn)了電力電子變流裝置的迅速發(fā)展，比較常用的有交一直、直一交、直一直、交一交等變換，其中整流和逆變電路應(yīng)用最廣。70年代以前，整流電路占主導(dǎo)地位，80年代后逆變電路的應(yīng)用日益廣泛，但是整流電路仍占主導(dǎo)地位。這主要是因?yàn)槟孀兤骱蛿夭ㄆ鞯入娔茏儞Q電路中都需要直流電源，而這些直流電源大多是</p><p>　　通過(guò)整流電路得到的。</p&g

23、t;<p>　　在整流電源中，目前常用的幾乎都是二極管整流或晶閘管相控整流。二極管整流電路簡(jiǎn)單、經(jīng)濟(jì)、可靠，因此上個(gè)世紀(jì)它的應(yīng)用十分廣泛，但是這種整流器的廣泛使用也帶來(lái)了以下幾個(gè)方面的問(wèn)題:(1)二極管整流會(huì)使網(wǎng)側(cè)電流波形嚴(yán)重畸變，造成功率因數(shù)較低，最高功率因數(shù)只可能為0.8左右。大量無(wú)功功率的消耗會(huì)給電網(wǎng)帶來(lái)額外的負(fù)擔(dān)，不僅增加了輸電線路的損耗，而且嚴(yán)重地影響了供電質(zhì)量;</p><p>　　(2

24、)對(duì)二極管整流器輸入電流的頻譜進(jìn)行分析，發(fā)現(xiàn)輸入電流中含有豐富的低次諧波電流;</p><p>　　(3)只能單向傳輸能量，節(jié)能性差;</p><p>　　(4)直流側(cè)電壓不可調(diào)。</p><p>　　傳統(tǒng)晶閘管(SCR)構(gòu)成的相控整流電路己經(jīng)非常成熟，并獲得了廣泛應(yīng)用，但存在以下幾個(gè)弊端:</p><p>　　(1)交流側(cè)輸入端電流波形畸變

25、嚴(yán)重;</p><p>　　(2)深度相控狀態(tài)下，交流側(cè)功率因數(shù)低;</p><p>　　(3)換流引起電網(wǎng)電壓波形畸變;</p><p>　　(4)直流側(cè)輸出電壓紋波大;</p><p>　　(5)由相控整流電源構(gòu)成的直流調(diào)速系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢。</p><p>　　無(wú)論是二極管不控整流，還是晶閘管相控整流，其產(chǎn)生的低

26、功率因數(shù)和高諧波含量都將導(dǎo)致電網(wǎng)正弦電壓畸變，增加配電系統(tǒng)導(dǎo)線與變壓器的損耗，增大諧波電流，造成電網(wǎng)上其它用電裝置嚴(yán)重的電磁干擾。同時(shí)，低功率因數(shù)還將降低電源系統(tǒng)的負(fù)載能力和可靠性，因此，消除諧波污染并提高功率因數(shù)，已成為電力電子技術(shù)中的一個(gè)重大課題。為了保證電網(wǎng)和用電設(shè)備的安全經(jīng)濟(jì)運(yùn)行，目前許多工業(yè)發(fā)達(dá)國(guó)家，國(guó)際電工組織都制定了相應(yīng)的諧波標(biāo)準(zhǔn)，如IEEE19, EC555-2, IEC1000-3-Z等。我國(guó)國(guó)家技術(shù)監(jiān)督局在1994年

27、頒布了《電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波》標(biāo)準(zhǔn)(GB/T14549-93)，傳統(tǒng)整流器己經(jīng)不符合這些新的規(guī)定，因而需要采用補(bǔ)償裝置和研制高功率因數(shù)的新型電力電子裝置來(lái)抑制諧波。對(duì)電網(wǎng)來(lái)說(shuō)，可以在電力系統(tǒng)中加入補(bǔ)償器來(lái)補(bǔ)償電網(wǎng)中的諧波，如有源濾波(APF:Active Power Filter)，靜止無(wú)功補(bǔ)償(SVC: Static Var Compensator)等，也可以設(shè)計(jì)輸入電流為正弦、諧波含量低、功率因數(shù)高的整流器。前者是產(chǎn)生諧波后進(jìn)行補(bǔ)償

28、，是一種事后補(bǔ)救的措施;而后者是消除了諧波源，是一種從根本上解決諧波</p><p>　　本課題研究的目的及意義</p><p>　　本課題的研究是針對(duì)通用變頻器而進(jìn)行的，其主電路結(jié)構(gòu)如圖1-1所示。</p><p>　　圖1-1通用變頻器主電路結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　目前，變頻器已廣泛應(yīng)用于工農(nóng)業(yè)生產(chǎn)的各個(gè)領(lǐng)域，用來(lái)驅(qū)動(dòng)電機(jī)或作為變頻電

29、源使用。通用變頻器大多為電壓型交一直一交變頻器，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使得變頻器不能直接用于需要快速起、制動(dòng)和頻繁正、反轉(zhuǎn)的調(diào)速場(chǎng)合。因?yàn)楫?dāng)電機(jī)減速、制動(dòng)時(shí)，電機(jī)處于再生發(fā)電狀態(tài)要求變頻器四象限運(yùn)行。二極管整流電路能量傳輸不可逆，產(chǎn)生的再生電能不斷積存在直流側(cè)濾波電容上，產(chǎn)生泵升電壓，而以IGBT為代表的全控型器件耐壓較低，過(guò)高的泵升電壓有可能損壞開(kāi)關(guān)器件、電解電容，從而威脅變頻器安全工作，這就限制了其應(yīng)用范圍。目前的通用變頻器大多采用能耗制動(dòng)的

30、方式來(lái)消除泵升電壓，從而實(shí)現(xiàn)變頻器的四象限運(yùn)行。但是，在實(shí)際使用中，能耗制動(dòng)單元卻有許多限制</p><p>　　a.制動(dòng)單元不可以長(zhǎng)期工作</p><p>　　制動(dòng)單元由于受體積和功率器件散熱條件的限制，制動(dòng)工作一段時(shí)間后，必須停止使用一段時(shí)間，以保證功率器件的冷卻。以日本東洋公司的VFDB5044制動(dòng)單元為例，制造商對(duì)它的制動(dòng)時(shí)間和必須停用的時(shí)間給出了明確要求:若制動(dòng)工作了10秒，就必

31、須至少停用5分鐘。顯然，許多工況(如采煤機(jī)在大傾角工作面下行時(shí))無(wú)法滿足這個(gè)要求。</p><p>　　b.制動(dòng)電阻體積大，散熱困難</p><p>　　在一些工況下，所需的制動(dòng)功率非常大(十幾甚至幾十千瓦)，為了可靠起見(jiàn)， 選用電阻的功率一般為所需制動(dòng)功率的兩倍左右。這樣，制動(dòng)電阻的體積會(huì)非常大，再考慮其防爆措施和冷卻手段，那么，制動(dòng)電阻就會(huì)給整個(gè)電路帶來(lái)很大的負(fù)擔(dān)。</p>

32、<p>　　c.在制動(dòng)時(shí)，能量會(huì)白白地消耗掉，造成能量的浪費(fèi)。</p><p>　　針對(duì)上述不足，采用全控型開(kāi)關(guān)管取代二極管，并且將脈寬調(diào)制(PWM)技術(shù)引入到整流器的控制之中，設(shè)計(jì)出能量可以雙向流動(dòng)的PWM整流器，如圖1-2所示，具有以下優(yōu)良險(xiǎn)能:</p><p>　　圖1-2四象限運(yùn)行變頻器主電路結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　(1)網(wǎng)側(cè)電流接近正弦波

33、，諧波含量少;</p><p>　　(2)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制(如單位功率因數(shù)控制);</p><p>　　(3)電能雙向傳輸;</p><p>　　(4)較快的動(dòng)態(tài)相應(yīng)。</p><p>　　通過(guò)有源逆變的方法將再生能量及時(shí)高效地回饋到電網(wǎng)里，既節(jié)能降耗，又可以解決泵升電壓的問(wèn)題，拓寬通用變頻器應(yīng)用范圍。能量回饋的本質(zhì)是有源逆變，主要目的是將電

34、動(dòng)機(jī)制動(dòng)時(shí)轉(zhuǎn)子部分能量回饋到電網(wǎng)中實(shí)現(xiàn)節(jié)能，盡量避免對(duì)電網(wǎng)的污染。一個(gè)完善的能量回饋控制系統(tǒng)應(yīng)滿足相位、電壓、電流等三方面的控制條件(即要求回饋過(guò)程必須與電網(wǎng)相位保持同步關(guān)系;只有直流母線電壓超過(guò)一定值時(shí)才啟動(dòng)有源逆變裝置;系統(tǒng)應(yīng)該能夠控制回饋電流的大小)，從而可以控制電機(jī)的制動(dòng)轉(zhuǎn)矩，實(shí)現(xiàn)快速制動(dòng)。</p><p>　　本課題的研究的主要內(nèi)容</p><p>　　本文詳細(xì)分析了三相PWM整

35、流器在輸入三相電網(wǎng)電壓平衡時(shí)的數(shù)學(xué)模型，深入研究了PWM整流器的工作模式及其定頻PWM控制方法。本文設(shè)計(jì)的控制方案采用空間電壓矢量原理，不僅能夠有效地控制開(kāi)關(guān)器件的最高開(kāi)關(guān)頻率，而且數(shù)字實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，三相PWM整流器不僅能夠有效地抑制注入電網(wǎng)的諧波，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)而且能量可以雙向流動(dòng)，從而實(shí)現(xiàn)了變頻器的四象限運(yùn)行。具體工作如下:</p><p>　　(1)詳細(xì)分析了三相兩電平PWM整流器的數(shù)學(xué)模

36、型、工作原理及其工作模式;</p><p>　　(2)詳細(xì)分析了目前常用的幾種PWM整流器控制方式，并針對(duì)傳統(tǒng)控制算法的復(fù)雜性，深入研究了一種便于數(shù)字實(shí)現(xiàn)的簡(jiǎn)單SVPWM控制算法;</p><p>　　(3)對(duì)主電路模塊、三相交流輸入電感、直流側(cè)電容進(jìn)行了設(shè)計(jì);</p><p>　　(4)本文以TMS320LF2407A DSP為內(nèi)核，使用匯編語(yǔ)言編制軟件，搭建三相

37、兩電平PWM整流器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)電阻負(fù)載和電機(jī)負(fù)載分別進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。</p><p>　　第2章PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理</p><p>　　隨著PWM技術(shù)的快速發(fā)展，各國(guó)研究人員己設(shè)計(jì)出多種PWM整流電路，并可以作如下分類:按直流儲(chǔ)能形式可分為電壓型和電流型;按電網(wǎng)相數(shù)可分為單相電路、三相電路和多相電路;按PWM開(kāi)關(guān)調(diào)制方式可分為硬開(kāi)關(guān)調(diào)制和軟開(kāi)關(guān)調(diào)制;按橋路結(jié)構(gòu)可分為半橋電路

38、和全橋電路;按調(diào)制電平可分為二電平電路、三電平電路和多電平電路。</p><p>　　盡管分類方法多種多樣，但最基本的分類方法就是將PWM整流器分類成電壓型和電流型兩大類，這主要是因?yàn)殡妷盒?、電流型PWM整流器無(wú)論從電路結(jié)構(gòu)、PWM信號(hào)發(fā)生以及控制策略等方面均有各自特點(diǎn)，電壓型整流器直流側(cè)采用電容進(jìn)行儲(chǔ)能，而電流型整流器直流側(cè)采用電感進(jìn)行儲(chǔ)能。相對(duì)于電流型PWM整流器而言，電壓型PWM整流器有較快的響應(yīng)速度，且易

39、于實(shí)現(xiàn)，所以目前PWM整流器一般采用電壓型PWM整流電路。</p><p>　　電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)</p><p>　　根據(jù)不同的功率等級(jí)以及不同的用途，有各種不同的PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu):</p><p>　　1）、單相電壓型PWM整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。對(duì)于單相PWM整流器，其常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有單相半橋和單相全橋兩種，如圖2-1所示。</p>

40、<p>　　(a)半橋 (b)全橋</p><p>　　圖2-1單相電壓型PWM整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)</p><p>　　由圖2-1(a)可以看出，單相半橋PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)只有一個(gè)橋臂采用了功率開(kāi)關(guān)管，另一橋臂則由兩個(gè)電容串聯(lián)組成，同時(shí)串聯(lián)電容又兼作直流側(cè)儲(chǔ)能電容;而單相全橋PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)則采用了具有4個(gè)功率開(kāi)關(guān)管的

41、H橋結(jié)構(gòu)，如圖2-1 (b)所示，值得注意的是:PWM整流器主電路功率開(kāi)關(guān)管必須反并一個(gè)續(xù)流二極管，以緩沖PWM過(guò)程中的無(wú)功電能。比較兩者，顯然半橋電路具有較簡(jiǎn)單的主電路結(jié)構(gòu)，且功率開(kāi)關(guān)管數(shù)只有全橋電路的一半，因而造價(jià)相對(duì)較低，常用于低成本、小功率應(yīng)用場(chǎng)合。進(jìn)一步研究表明，在相同的交流側(cè)電路參數(shù)條件下，要使單相半橋PWM整流器和單相全橋PWM整流器獲得同樣的交流側(cè)電流控制特性，半橋電路直流電壓應(yīng)是全橋電路直流電壓的兩倍，因此功率開(kāi)關(guān)管耐

42、壓要求相對(duì)較高。另外，為使半橋電路中電容中點(diǎn)電位基本不變，還需引入電容均壓控制，可見(jiàn)單相半橋PWM整流器的控制相對(duì)復(fù)雜。</p><p>　　電壓型PWM整流器工作原理</p><p>　　三相電壓源PWM整流器主電路如圖2-3所示。</p><p>　　圖2-3 PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)</p><p>　　Vsa、Vsb、Vse—三相交流輸入

43、電源電壓;</p><p>　　Sa 、Sa'—橋臂a的上、下開(kāi)關(guān)管，Sb、 Sb'—橋臂b的上、下開(kāi)關(guān)管，Sc 、Sc′—橋臂c的上、下開(kāi)關(guān)管;</p><p>　　L，r一三相交流側(cè)輸入電感的電感和等效電阻;</p><p><b>　　C—直流側(cè)電容;</b></p><p>　　io—流過(guò)負(fù)載的電

44、流;</p><p>　　Va'、Vb'、Vc'一整流器交流側(cè)輸入電壓;</p><p>　　ia. ib, ic一一整流器交流側(cè)輸入電流;</p><p>　　Vdc一整流器直流側(cè)電壓;</p><p>　　VDa, VDb, VDc, VDa'. VDb', VDc'}—各相應(yīng)開(kāi)關(guān)管的反

45、并聯(lián)二極管。</p><p>　　為了分析方便，先作如下假設(shè):</p><p>　　1)所有開(kāi)關(guān)均為理想開(kāi)關(guān)，沒(méi)有功率損耗，且不考慮死區(qū)影響;</p><p>　　2)電網(wǎng)輸入為理想電源，即三相電壓平衡，從而有:</p><p>　　能有一個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，另一個(gè)開(kāi)關(guān)管必須被禁止，因此可得如下約束條件: </p><p>

46、　　3)三相交流側(cè)電感值相等，即ITh-Lb=Lc，且等效電阻r很小，在必要時(shí)可以忽略。</p><p>　　對(duì)開(kāi)關(guān)管Sa, Sa', Sb, Sb，和Sc, Sc'而言，為了避免出現(xiàn)直通現(xiàn)象，在任意時(shí)刻，只能有一個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，另一個(gè)開(kāi)關(guān)管必須被禁止，因此可得如下約束條件:</p><p><b>　　Sa+Sa’=1</b></p>

47、<p>　　Sb+Sb’=1(2. 2)</p><p><b>　　Sc+Sc’=1</b></p><p>　　其中，當(dāng)Sk導(dǎo)通時(shí)，Sk=1;反之，Sk=0, (k=a, b, c) 。</p><p>　　由圖2-3可知，每個(gè)橋臂上的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管可以看作一組，因此，無(wú)論P(yáng)WM整流器工作在整流狀態(tài)還是逆變狀態(tài)，每個(gè)橋臂均有兩個(gè)有

48、效的開(kāi)關(guān)狀態(tài)1, 0，如圖2-4所示，且滿足單極性二值開(kāi)關(guān)函數(shù)關(guān)系:</p><p>　　從圖2-4中可以看出:</p><p>　　根據(jù)基爾霍夫電壓定律，對(duì)交流側(cè)電壓和電流進(jìn)行分析，得:</p><p><b>　　從而可得:</b></p><p>　　當(dāng)采用單極性二值邏輯開(kāi)關(guān)函數(shù)描述時(shí)，可得:</p>

49、<p>　　由式(2. 6)和式(2. 7 )可得:</p><p>　　因此式(2. 5 )可得:</p><p>　　根據(jù)基爾霍夫電流定律，有:</p><p>　　當(dāng)系統(tǒng)正常工作時(shí)，總有三個(gè)功率器件導(dǎo)通，且只有八種開(kāi)關(guān)模式(將在2.2.2節(jié)中詳細(xì)分析)，則有:</p><p>　　將式(2. 11)代入式(2. 10)，有&

50、lt;/p><p>　　由式(2. 9)和式(2. 12)可得矩陣:</p><p>　　PWM整流器四象限運(yùn)行原理</p><p>　　PWM整流器模型電路由交流回路、功率開(kāi)關(guān)管橋路以及直流回路組成。其中交流回路包括交流電網(wǎng)電壓}S以及網(wǎng)側(cè)電感L等;直流回路包括負(fù)載電阻R。及負(fù)載電勢(shì)eL等;功率開(kāi)關(guān)橋路可由電壓型或電流型橋路組成。當(dāng)不計(jì)功率開(kāi)關(guān)管橋路損耗時(shí)，由交、直流

51、側(cè)功率平衡關(guān)系得:：</p><p>　　不難理解:通過(guò)模型電路交流側(cè)的控制，就可以控制其直流側(cè)，反之亦然。以下著重從模型電路交流側(cè)入手，分析PWM整流器的四象限運(yùn)行原理。</p><p>　　穩(wěn)態(tài)條件下，PWM整流器交流側(cè)矢量關(guān)系如圖2-15所示。</p><p>　　(a)純電感特性運(yùn)行 (b)正阻特性運(yùn)行<

52、/p><p>　　(c)純電容特性運(yùn)行 （d）負(fù)阻特性運(yùn)行</p><p>　　為簡(jiǎn)化分析，對(duì)于PWM整流器模型電路，只考慮基波分量而忽略PWM諧波分量，并且不計(jì)交流側(cè)電阻。當(dāng)以電網(wǎng)電壓矢量為參考時(shí)，通過(guò)控制交流輸入電壓矢量Vi即可實(shí)現(xiàn)PWM整流器的四象限運(yùn)行。若假設(shè)|Is|不變，因此|VL|=ω L|Is|也固定不變，在這種情況下，PWM整流器交

53、流輸入電壓矢量Vi端點(diǎn)運(yùn)動(dòng)軌跡構(gòu)成了一個(gè)以|VL|為半徑的圓。當(dāng)電壓矢量Vi端點(diǎn)位于圓軌跡A點(diǎn)時(shí)，電流矢量IS比電網(wǎng)電壓矢量VS滯后90°此時(shí)PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈現(xiàn)純電感特性當(dāng)電壓矢量Vi端點(diǎn)運(yùn)動(dòng)至圓軌跡B點(diǎn)時(shí)，電流矢量IS與電網(wǎng)電壓矢量VS平行且同方向，此時(shí)PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈現(xiàn)正電阻特性，當(dāng)電壓矢最V端點(diǎn)運(yùn)動(dòng)至圓軌跡c點(diǎn)時(shí)，電流矢量IS比電網(wǎng)電壓矢量YS超前90°，此時(shí)PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈現(xiàn)純電容特性，當(dāng)電壓矢量Y端點(diǎn)

54、運(yùn)動(dòng)至圓軌跡D點(diǎn)時(shí)，電流矢量IS與電網(wǎng)電壓矢量' S平行且反方向，此時(shí)PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈現(xiàn)負(fù)阻特性，以上A, B, C,D四點(diǎn)是PWM整流器四象限運(yùn)行的四個(gè)特殊工作狀態(tài)點(diǎn);進(jìn)一步分析，可得PWM整流器四象限運(yùn)行規(guī)律如下:</p><p>　　1電壓矢量V端點(diǎn)在圓軌跡AB上運(yùn)動(dòng)時(shí)，PWM整流器運(yùn)行于整流狀態(tài)此時(shí)，PWM整流器需從電網(wǎng)吸收有功及感性無(wú)功功率，電能將通過(guò)PWM整流器由電網(wǎng)傳輸至直流負(fù)載。值得注意

55、的是，當(dāng)PWM整流器運(yùn)行在B點(diǎn)時(shí)，則實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)整流控制;而在A點(diǎn)運(yùn)行時(shí)，PWM整流器則不從電網(wǎng)吸收有功功率，而只從電網(wǎng)吸收感性無(wú)功功率。</p><p>　　2當(dāng)電壓矢量Y端點(diǎn)在圓軌跡BC上運(yùn)動(dòng)時(shí)，PWM整流器運(yùn)行于整流狀態(tài)。</p><p>　　此時(shí)，PWM整流器需從電網(wǎng)吸收有功及容性無(wú)功功率，電能將通過(guò)PWM整流器由電網(wǎng)傳輸至直流負(fù)載。當(dāng)PWM整流器運(yùn)行至C點(diǎn)時(shí)，此時(shí)，PWM整流

56、器將不從電網(wǎng)吸收有功功率，而只從電網(wǎng)吸收容性無(wú)功功率。</p><p>　　3當(dāng)電壓矢量環(huán)端點(diǎn)在圓軌跡CD上運(yùn)動(dòng)時(shí)，PWM整流器運(yùn)行于有源逆變狀</p><p>　　態(tài)。此時(shí)PWM整流器向電網(wǎng)傳輸有功及容性無(wú)功功率，電能將從PWM整流器直流側(cè)傳輸至電網(wǎng)。當(dāng)PWM整流器運(yùn)行至D點(diǎn)時(shí)，便可實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)有源逆變控制。</p><p>　　4當(dāng)電壓矢量科端點(diǎn)在圓軌跡DA

57、上運(yùn)動(dòng)時(shí)，PWM整流器運(yùn)行于有源逆變狀</p><p>　　態(tài)。此時(shí)，PWM整流器向電網(wǎng)傳輸有功及感性無(wú)功功率，電能將從PWM整流器直流側(cè)傳輸至電網(wǎng)。</p><p>　　顯然，要實(shí)現(xiàn)PWM整流器的四象限運(yùn)行，關(guān)鍵在于網(wǎng)側(cè)電流的控制。本文采用網(wǎng)側(cè)電流閉環(huán)控制的方法，通過(guò)直接控制PWM整流器的網(wǎng)側(cè)電流，來(lái)實(shí)現(xiàn)PWM整流器的四象限運(yùn)行，這在第3章將作詳細(xì)介紹</p><p&

58、gt;　　基于空間電壓矢量的定頻控制策略的研究 </p><p>　　pWM整流器常用的控制策略</p><p>　　目前，PWM整流器有許多種控制方法，并且還在不斷發(fā)展。就電壓型PWM整流器的控制方式而言，

59、主要分為間接電流控制和直接電流控制。間接電流控制又稱為幅值和相位控制，是指通過(guò)控制整流器輸入端電壓，使其與電源電壓保持一定的幅值相位關(guān)系，從而控制交流側(cè)輸入電流呈正弦波形，使裝置運(yùn)行在單位功率因數(shù)狀態(tài)。直接電流控制通常在控制系統(tǒng)中引入實(shí)際的交流輸入電流的反饋信號(hào)，將其與給定信號(hào)比較，通過(guò)對(duì)其誤差的調(diào)節(jié)，來(lái)控制器件的通斷，使得在一定誤差范圍內(nèi)，保證實(shí)際電流與給定信號(hào)的一致，形成電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)。直接電流控制具有比間接電流控制

60、更好的控制性</p><p>　　能，因此在實(shí)際中得到了廣泛應(yīng)用，其主要分為滯環(huán)電流控制、預(yù)測(cè)電流控制定頻PWM控制等。下面分別對(duì)幅值相位控制、滯環(huán)電流控制、預(yù)測(cè)電流控制和定頻PWM控制進(jìn)行闡述。</p><p><b>　　幅值相位控制</b></p><p>　　幅值相位控制屬于間接電流控制方案，由控制調(diào)制電壓的幅值um和控制調(diào)制電壓與電源

61、電壓的相位差θ來(lái)達(dá)到控制輸出直流電壓和調(diào)節(jié)功率因數(shù)的目的。</p><p><b>　　設(shè)電源電壓為：</b></p><p>　　交流調(diào)制電壓的基波為：</p><p>　　其中，V rm，為電源電壓的有效值，Vmod為調(diào)制電壓的有效值。</p><p>　　若滿足單位功率因數(shù)關(guān)系，則有圖3-1所示的矢量圖。</

62、p><p>　　圖3-1相位幅值控制相量圖</p><p><b>　　可得矢量方程：</b></p><p>　　將調(diào)制電壓Vm沿橫軸和縱軸進(jìn)行投影，則有：</p><p>　　由以上兩式，可以得到電源電壓與調(diào)制電壓的相位差角:</p><p><b>　　調(diào)制電壓為: </b>

63、;</p><p>　　產(chǎn)生PWM調(diào)制波的基本原則是將正弦波與三角波比較來(lái)確定脈寬，若定義三角載波為單位幅值，則正弦調(diào)制波為um=mcos（ωt-θ），通過(guò)調(diào)整占空比的大小和網(wǎng)側(cè)電壓與調(diào)制電壓之間的相位差θ可以使網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1，而且還可以使θ超前和滯后，從而達(dá)到調(diào)節(jié)功率因數(shù)的目的。</p><p>　　相位幅值控制的優(yōu)點(diǎn)是系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可以省去昂貴的電流傳感器，但是系統(tǒng)的響應(yīng)速度以及控制

64、精度都會(huì)有所降低。</p><p>　　3.2.1滯環(huán)電流控制</p><p>　　A.wGreen和J.T.Boys在1989年提出了基于電流滯環(huán)控制的PWM高頻整流器。電流滯環(huán)控制是通過(guò)反饋電流if與給定電流ir，進(jìn)行滯環(huán)比較，將兩者的偏差限制在設(shè)定的范圍內(nèi)，當(dāng)反饋電流if<ir-ih/2(ih為滯環(huán)寬度)時(shí)，調(diào)制電路的輸出使系統(tǒng)輸入側(cè)電流is增大;當(dāng)if>ir+ih/2時(shí)

65、，調(diào)制電路的輸出使系統(tǒng)輸入側(cè)電流is減小。這樣不斷進(jìn)行滯環(huán)比較調(diào)節(jié)，使is始終跟蹤給定電流ir，圍繞給定電流波形作鋸齒狀變化，并將誤差限制在滯環(huán)寬度范圍內(nèi)。若給定電流波形為正弦，滯環(huán)寬度ih恒定，則is的波形就會(huì)接近于正弦。以單相為例，電流滯環(huán)PWM電流內(nèi)環(huán)控制如圖3-2所示。</p><p>　　圖3-2電流滯環(huán)控制框圖(單相)</p><p>　　電流滯環(huán)控制響應(yīng)快，可靠性好，易于硬件

66、實(shí)現(xiàn)，特別適合于高性能的矢量控制系統(tǒng)。</p><p>　　同時(shí)它能實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)為1，具有交流側(cè)輸入電流波形接近正弦波及可以實(shí)現(xiàn)能量回饋等優(yōu)良特性。但是電流滯環(huán)控制方法存在著以下問(wèn)題：</p><p>　　1)滯環(huán)控制的開(kāi)關(guān)頻率是可變的，其平均開(kāi)關(guān)頻率隨直流負(fù)載電流的變化而變化，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)狀態(tài)的不穩(wěn)定性和任意性;</p><p>　　2)開(kāi)關(guān)頻率變化范圍很大，盡管現(xiàn)代

67、電力電子器件一般具有較高的開(kāi)關(guān)頻率，可以滿足這個(gè)要求，然而開(kāi)關(guān)頻率的變化給驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路和主電路的設(shè)計(jì)帶來(lái)困難，可以說(shuō)這種控制方法是以犧牲系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率特性來(lái)達(dá)到較好的電流控制性能;</p><p>　　3)滯環(huán)控制不能使輸出電流達(dá)到很低，因?yàn)楫?dāng)給定電流太低時(shí)，滯環(huán)調(diào)節(jié)作用將消失;</p><p>　　4)參考電流的變化率接近零時(shí)，功率器件的工作頻率增高，加劇了開(kāi)關(guān)損耗，甚至</p>

68、;<p>　　超出功率器件的安全工作區(qū);</p><p>　　5)如果開(kāi)關(guān)頻率的變化范圍是在8kHz以下，將產(chǎn)生刺耳的噪聲</p><p><b>　　定頻PWM控制</b></p><p>　　如上所述，滯環(huán)電流控制方式的開(kāi)關(guān)頻率變化過(guò)大，不僅會(huì)降低電流的跟蹤精度，而且不利于功率器件的安全工作。開(kāi)關(guān)頻率固定的PWM控制方法可以使

69、整流器的開(kāi)關(guān)頻率保持恒定，從而消除開(kāi)關(guān)頻率變化對(duì)整流系統(tǒng)帶來(lái)的影響。圖3-3是常用的一種定頻PWM電流內(nèi)環(huán)控制原理圖(單相)。</p><p>　　圖3-3開(kāi)關(guān)頻率固定的PWM電流內(nèi)環(huán)控制框圖(單相)</p><p>　　它將給定正弦波電流信號(hào)與反饋電流信號(hào)的偏差，經(jīng)電流控制器處理后與一個(gè)固定頻率為fs的三角波信號(hào)比較而得到PWM波形，因而又稱為三角波調(diào)制PWM方法。本質(zhì)上，經(jīng)電流控制器處

70、理后的電流誤差信號(hào)作為正弦波調(diào)制信號(hào)，而三角波信號(hào)作為載波信號(hào)。如果給定電流信號(hào)比反饋電流信號(hào)大，其偏差信號(hào)就為正，經(jīng)過(guò)正弦波與三角波調(diào)制后，使下橋臂功率器件導(dǎo)通，從而使反饋電流增加;反之，使反饋電流減小。開(kāi)關(guān)頻率固定的PWM控制方法雖然具有較好的開(kāi)關(guān)頻率特性，但是電流仍存在著周期性的跟蹤誤差，并且每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電流跟蹤的能力隨輸入電壓的變化而不同。</p><p>　　兩電平PWM整流器控制系統(tǒng)的硬件電路與軟件

71、設(shè)計(jì)</p><p><b>　　主電路參數(shù)設(shè)計(jì)</b></p><p>　　4.1.1 IGBT模塊參數(shù)設(shè)計(jì)</p><p>　　本系統(tǒng)選用IGBT模塊來(lái)搭建整流電路和逆變電路。對(duì)IGBT模塊的選擇應(yīng)考慮如下四個(gè)方面:</p><p>　　a)額定電壓Vce的選擇</p><p>　　考慮電網(wǎng)電

72、壓瞬態(tài)尖峰、電壓波動(dòng)、開(kāi)關(guān)電流引起電壓尖峰等，通常，如果穩(wěn)態(tài)時(shí)，外加最高電壓為vm，則可選的耐壓值Vce=2Vm;</p><p>　　b)額定電流Ice的選擇</p><p>　　對(duì)于額定電流Ice的選擇，要根據(jù)實(shí)際電路中最大額定電流Ie、負(fù)載的類型、允許過(guò)載的程度等因數(shù)。一般的電阻性負(fù)載的電壓變換裝置中，若實(shí)際電路中電流最大有效值為Ie，則要選Ie=1.5Ie。在任何情況下，通過(guò)集電極

73、的最大電流必須處在安全工作區(qū)的規(guī)定范圍內(nèi);</p><p><b>　　c)散熱條件</b></p><p>　　在良好的冷卻條件下，可選用額定值較小的IGBT模塊;</p><p><b>　　d)實(shí)際條件</b></p><p>　　根據(jù)生產(chǎn)廠家的產(chǎn)品樣本規(guī)格，以及PWM整流器所處的工作環(huán)境，選

74、擇合適的器件。</p><p>　　另外，在選擇和使用IGBT模塊時(shí)，要注意以下事項(xiàng):</p><p>　　a)各控制電源要互相隔離，并能達(dá)到一定的絕緣等級(jí)要求;</p><p>　　b)在大功率的逆變器中，下橋臂的開(kāi)關(guān)管也要各自用一個(gè)隔離電源，以避免回路噪</p><p>　　聲，只是這幾路電源的隔離電壓不需要太高;</p>

75、<p>　　c)控制信號(hào)線和驅(qū)動(dòng)電源線要離遠(yuǎn)些，盡量垂直，不要平行放置;</p><p>　　d)光藕輸出與IGBT模塊輸入之間在PCB上的走線應(yīng)盡量短，最好不要超過(guò)3cm;</p><p>　　e)驅(qū)動(dòng)信號(hào)隔離要采用高共模抑制比的高速光藕，如6N137等。</p><p>　　4.1.2驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)</p><p>　　IGBT

76、的柵極驅(qū)動(dòng)電路在它的應(yīng)用中有著特別重要的作用，IGBT應(yīng)用的關(guān)鍵問(wèn)題之一就是柵極驅(qū)動(dòng)電路的合理設(shè)計(jì)。IGBT對(duì)驅(qū)動(dòng)電路有許多特殊的要求，概括起來(lái)主要有:</p><p>　　1)柵極驅(qū)動(dòng)電壓脈沖的上升率和下降率要充分大，使IGBT能快速開(kāi)通和關(guān)斷，縮短開(kāi)關(guān)時(shí)間，減小開(kāi)關(guān)損耗。</p><p>　　2)在IGBT導(dǎo)通后，柵極驅(qū)動(dòng)電路提供給IGBT的驅(qū)動(dòng)電壓和電流要具有足夠的幅值。該幅值應(yīng)能維

77、持IGBT的功率輸出級(jí)總是處于飽和狀態(tài)，當(dāng)IGBT瞬時(shí)過(guò)載時(shí)，柵極驅(qū)動(dòng)電路提供的驅(qū)動(dòng)功率要足以保證IGBT不退出飽和，避免損壞。</p><p>　　3)柵極驅(qū)動(dòng)提供給IGBT的正向驅(qū)動(dòng)電壓+UGS增加時(shí)，IGBT輸出級(jí)晶體管的導(dǎo)通壓降UDS和開(kāi)通損耗值將下降。擔(dān)負(fù)載短路過(guò)程中，IGBT的集電極電流也會(huì)隨+UGs的增加而增加，并使IGBT承受短路損壞的脈寬變窄因此，IGBT的柵極驅(qū)動(dòng)電壓應(yīng)該選取其所需要的最小值。

78、</p><p>　　4)IGBT在關(guān)斷過(guò)程中，反向負(fù)偏壓-UGS有利于IGBT的快速關(guān)斷，但是，其電壓值過(guò)大會(huì)造成IGBT的反向擊穿。所以，-UGS也要合理取值(此值一般為-2~-15V)。</p><p>　　5)雖然IGBT的快速開(kāi)通和關(guān)斷，有利于縮短開(kāi)關(guān)時(shí)間和減小關(guān)斷損耗，但在過(guò)流和短路保護(hù)時(shí)，過(guò)快的關(guān)斷反而很危險(xiǎn)。因?yàn)檫^(guò)快的關(guān)斷會(huì)由于di/dt過(guò)高，在主電路電感中引起很高的反電勢(shì)

79、Ldi/dt使IGBT集電極產(chǎn)生尖峰電壓足以損壞IGBT。但是IGBT的開(kāi)關(guān)時(shí)間也不宜過(guò)短，其值要根據(jù)電路中所有元件耐受du/dt的能力及IGBT自身的du/dt吸收電路性能綜合考慮。另應(yīng)說(shuō)明，由于IGBT逆變器多為帶有續(xù)流二極管的電壓逆變器，所以電感通過(guò)續(xù)流二極管續(xù)流，不會(huì)引起IGBT承受過(guò)高的Ldi/dt的問(wèn)題。</p><p>　　6)IGBT在電力電子設(shè)備中多應(yīng)用于高壓場(chǎng)合，所以驅(qū)動(dòng)電路應(yīng)與整個(gè)控制電路在

80、電位上嚴(yán)格隔離。</p><p>　　7)柵極驅(qū)動(dòng)電路及IGBT之間的配線，由于柵極信號(hào)的高頻變化，為防止造成同一個(gè)系統(tǒng)多個(gè)IGBT的柵極驅(qū)動(dòng)電路捆扎在一起很容易引起互相干擾，引線應(yīng)采用絞線或同軸電纜屏蔽線，同時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電路中IGBT模塊的柵一射級(jí)引線應(yīng)盡可能短。</p><p>　　4.1.3直流側(cè)電容的選擇</p><p>　　在設(shè)計(jì)直流側(cè)濾波電容時(shí)，應(yīng)考慮給定

81、直流電壓控制環(huán)的響應(yīng)時(shí)間Tr，和最大輸出功率的可能值Pmax，則電容上能量的變化近似為:</p><p>　　則直流側(cè)電壓變化量為:</p><p>　　該直流電壓的波動(dòng)值應(yīng)小于最大允許值△Vd。max，因此可得:</p><p>　　直流側(cè)電容的選取需要結(jié)合實(shí)際實(shí)驗(yàn)情況綜合考慮:一方面，電容值越大，濾波效果越好;另一方面，從體積、重量、價(jià)格和動(dòng)態(tài)性能來(lái)看，電容值又

82、不宜太大。因此，電容在能滿足系統(tǒng)要求的前提下，越小越好。</p><p>　　在實(shí)驗(yàn)中，Vdc=250V，Ts=l×10-4S，Jmax=5A，電源頻率f=50Hz，可以得出三相電感的取值范圍為:4.2mH≦L≦53mH</p><p>　　實(shí)驗(yàn)中取電感值為10mH/35A，電容C由Cl和C2串聯(lián)組成，Cl=C2=2200uF/400v。</p><p>

83、<b>　　4.2系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)</b></p><p>　　在本控制系統(tǒng)中，以TMS320LF2407A DSP所實(shí)現(xiàn)的軟件包括輸入側(cè)電壓、輸出側(cè)電壓和電感電流的采樣與計(jì)算、PI調(diào)節(jié)的實(shí)現(xiàn)、系統(tǒng)區(qū)間的判斷、控制算法的實(shí)現(xiàn)以及PWM控制信號(hào)的輸出等。</p><p>　　4.2.1 A/D轉(zhuǎn)換</p><p>　　由于輸入為三相平衡電網(wǎng)電壓(在

84、第2章中己作假設(shè))，故滿足式(2.1)，因此，只需檢測(cè)其中的兩相交流電壓Vsa、Vsb和兩相交流電流ia、ib，就可以得出Vsc、ic。同時(shí)，為了獲得三相參考電流信號(hào)，輸出側(cè)直流電壓也需檢測(cè)并進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換，所以共占用DSP的五路A/D轉(zhuǎn)換通道。</p><p>　　兩電平pWM整流器系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)</p><p>　　5.1 兩電平pWM整流器控制結(jié)構(gòu)</p><p>

85、;　　圖5一1為兩電平PwM整流器控制結(jié)構(gòu)圖。系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制，外環(huán)為電壓調(diào)節(jié)，內(nèi)環(huán)為電流調(diào)節(jié)。電壓環(huán)的作用是通過(guò)輸出的直流電壓與給定的參考電壓之間的偏差經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器后，得到一個(gè)與輸入電流相對(duì)應(yīng)的幅值信號(hào)I，I分別與電源電壓同步信號(hào)ea、eb。相乘，產(chǎn)生與電源同相或反相的正弦電流參考信號(hào)ia*、ib*、ic*，。其中，同步信號(hào)ea、eb是與電網(wǎng)電壓同相的單位幅值正弦信號(hào)，由鎖相環(huán)(PLL)產(chǎn)生，且:</p><p

86、>　　以a相為例，當(dāng)輸出電壓低于參考電壓時(shí)，ia壞口Vsa相位相同，反之，ia*和Vsa相位相反。電流幅值由PI調(diào)節(jié)器輸出的大小來(lái)決定。電流環(huán)的作用是使輸入側(cè)電流ia跟隨參考電流ia*。若ia能夠跟隨ia*，則當(dāng)輸出電壓低于給定電壓時(shí)，輸入側(cè)電流基本為正弦且與輸入側(cè)電壓同相，系統(tǒng)處于整流狀態(tài)，能量從電網(wǎng)流向負(fù)載;當(dāng)輸出電壓高于給定電壓時(shí)，輸入側(cè)電流與輸入側(cè)電壓反相，系統(tǒng)處于逆變狀態(tài)，能量由負(fù)載流向電網(wǎng)。無(wú)論是整流狀態(tài)還是逆變狀態(tài)，

87、輸入側(cè)功率因數(shù)都應(yīng)接近1。</p><p>　　圖5-1PWM整流器控制結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　一般來(lái)說(shuō)，一個(gè)應(yīng)用式系統(tǒng)干擾的來(lái)源主要有[6，19-20]：1）電磁波和電磁輻射干擾，其主要源自現(xiàn)場(chǎng)的大型電氣設(shè)備的運(yùn)行和空間的電磁波的雷電或大型設(shè)備啟動(dòng)這些電磁波和電磁輻射可損壞系統(tǒng)的芯片、器件，也可使計(jì)算機(jī)數(shù)據(jù)發(fā)生丟失或錯(cuò)誤。2）系統(tǒng)內(nèi)部元器件在工作時(shí)產(chǎn)生的干擾。這種干擾信號(hào)，可通過(guò)計(jì)算

88、機(jī)的地址總線、電源線、信號(hào)線、分布電容和電感等傳輸，影響系統(tǒng)工作的正常狀態(tài)和存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)，導(dǎo)致信號(hào)錯(cuò)誤或數(shù)據(jù)丟失。</p><p>　　可見(jiàn)，系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)如果不采取有效地措施，嚴(yán)重時(shí)會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)無(wú)法運(yùn)行，甚至出現(xiàn)生產(chǎn)事故，這里根據(jù)系統(tǒng)的實(shí)際情況，將從硬件抗干擾和軟件抗干擾兩方面著手。</p><p><b>　　5.2系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果</b></p><p&

89、gt;　　本文以TMS320LF2407ADS為內(nèi)核搭建硬件電路，對(duì)PWM整流器及其控制方法進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，完成了系統(tǒng)在電阻負(fù)載條件下的整流運(yùn)行、電機(jī)空載條件下的四象限運(yùn)行和電機(jī)帶載40%條件下的四象限運(yùn)行，以及在電機(jī)帶載80%條件下，開(kāi)關(guān)頻率的變化對(duì)電流波形的影響等實(shí)驗(yàn)。</p><p>　　5.2.1電阻負(fù)載實(shí)驗(yàn)</p><p>　　本文以電阻為負(fù)載，完成了PWM整流運(yùn)行實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)硬件

90、電路如圖5-2所示利用TMS320LF2407ADSP的串行外設(shè)接口(SPI)外接控制面板，來(lái)實(shí)現(xiàn)鍵盤(pán)和顯示功能，可以在線調(diào)試Pl參數(shù)、Pl參數(shù)的上下限幅值、額定直流電壓、開(kāi)關(guān)頻率等，并且可以顯示實(shí)際的直流電壓，實(shí)現(xiàn)在線觀測(cè)等功能。</p><p>　　圖5-2電阻負(fù)載條件下控制框圖</p><p>　　用IGBT模塊作為六個(gè)開(kāi)關(guān)管，在三相電網(wǎng)電壓平衡的條件下，只需檢測(cè)兩相電壓和兩相電流，

91、從而可以節(jié)省硬件資源。過(guò)零檢測(cè)是為了將正弦電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換成脈沖信號(hào)，進(jìn)入到I/O通道，在DSP內(nèi)計(jì)算出六個(gè)區(qū)間的位置，進(jìn)而劃分六個(gè)區(qū)間。在計(jì)算出開(kāi)關(guān)管輸入端電壓后，由表3-3就可以計(jì)算出各開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通率，進(jìn)而推算出各電壓矢量的實(shí)際工作時(shí)間。通過(guò)使用DSP三相全比較單元，可以得到對(duì)稱的PWM波，而且事件管理器中的死區(qū)單元可以避免同一橋臂上、下兩管直通現(xiàn)象的發(fā)生。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下:電源頻率50Hz，三相輸入相電壓有效值70V，L=10mH，電容C

92、由C1和C2串聯(lián)組成，C1=C2=2200uF/400V，參考電壓Vdc*=210V，開(kāi)關(guān)頻率5kHz，電阻負(fù)載R。=74Ω。</p><p>　　圖5-3~圖5-7給出了電阻負(fù)載條件下，系統(tǒng)處于PWM整流狀態(tài)時(shí)的波形。</p><p>　　圖5一3為a、b橋臂上開(kāi)關(guān)管Sa、Sb控制信號(hào)。由于本系統(tǒng)采用的是二相調(diào)制方法，因此每相橋臂的功率器件在每半個(gè)周期里有60°的時(shí)間維持某一開(kāi)

93、關(guān)狀態(tài)，故相同載波頻率下，開(kāi)關(guān)次數(shù)比三相調(diào)制方法少三分之一，因而可降低約33%的開(kāi)關(guān)損耗。</p><p>　　圖5-4為a相上下橋臂開(kāi)關(guān)死區(qū)波形。在控制系統(tǒng)中，為了避免上下開(kāi)關(guān)管直通現(xiàn)象的發(fā)生，死區(qū)時(shí)間設(shè)置為4.8µ S。</p><p>　　圖5-5為從二極管整流到PWM整流過(guò)渡時(shí)，a相輸入電壓和a相電流波形，從圖中可以看出，過(guò)渡過(guò)程大約為0.005S，驗(yàn)證了PWM整流器的快

94、速動(dòng)態(tài)性能;整流器在運(yùn)行前，IGBT模塊的反并聯(lián)二極管處于整流狀態(tài)，由于電感的作用，電流呈馬鞍狀;當(dāng)PWM整流器穩(wěn)定運(yùn)行在整流狀態(tài)時(shí)，電網(wǎng)電壓和電流同相位，由此可見(jiàn)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)接近1。</p><p>　　圖5-6和圖5-7分別為使用常規(guī)PI調(diào)節(jié)器和使用優(yōu)化PI調(diào)節(jié)器，從二極管整流到PWM整流過(guò)渡時(shí)，直流側(cè)電壓與a相電流波形。通過(guò)對(duì)比可以看出，優(yōu)化后的PI調(diào)節(jié)器比常規(guī)PI調(diào)節(jié)器減小了直流側(cè)電容電壓的超調(diào)，提高系統(tǒng)

95、的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，并且減小了穩(wěn)態(tài)誤差。</p><p>　　圖5-3 Sa. Sb開(kāi)關(guān)控制信號(hào) 圖5-4 a相上下橋臂開(kāi)關(guān)死區(qū)((4.8µS)</p><p>　　圖5-5從二極管整流到PWM整流過(guò)渡 圖5-6使用常規(guī)PI調(diào)節(jié)器，從二極管整時(shí)a相輸入電壓和a相電流波形 整流過(guò)渡時(shí)，直流側(cè)電壓與a相電流</p><p><b>

96、;　　波形</b></p><p>　　圖5-7使用優(yōu)化PI調(diào)節(jié)器，從二極管整流到PWM整流過(guò)渡時(shí)，直流側(cè)電壓與a相電流波形</p><p>　　5.2.2空載條件下的四象限運(yùn)行</p><p>　　當(dāng)負(fù)載為逆變電源拖動(dòng)一臺(tái)1.1kw的空載異步電機(jī)機(jī)組時(shí)，其硬件電路如圖5-8所示。當(dāng)電機(jī)正常運(yùn)行時(shí)，PWM整流器工作在整流狀態(tài);當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速快速下降時(shí)，電機(jī)向

97、直流母線電容回饋能量，從而使直流母線電壓升高。當(dāng)直流母線電壓高于參考直流電壓Vac*時(shí)，PWM整流器工作在逆變狀態(tài)。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下:電源頻率50Hz，三相輸入相電壓有效值120V，L=10mH，電容C由Cl和C2串聯(lián)組成，Cl=C2=2200µF/400V，參考電壓Vdc*=320V，開(kāi)關(guān)頻率5kHz。</p><p>　　圖5-9~圖5-16給出了電機(jī)空載條件下的四象限運(yùn)行的波形。</p>

98、<p>　　圖5-9從二極管整流到PWM整流過(guò)渡時(shí)， 圖5-10從PWM整流狀態(tài)到逆變狀態(tài)過(guò)渡時(shí)，a相輸入電壓和a相電流波形 a相輸入電壓和a相電流波形</p><p>　　圖5-11 PWM整流時(shí)，a相輸入電壓和電流 圖5-12逆變時(shí)，a相輸入電壓和電流放大放大波形 放大波形<

99、;/p><p>　　從圖5-9可以看出，從二極管整流到PWM整流過(guò)渡時(shí)，過(guò)渡過(guò)程大約為0.05S:當(dāng)PWM整流器穩(wěn)定運(yùn)行在整流狀態(tài)時(shí)，電網(wǎng)電壓和電流同相位，由此可見(jiàn)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)接近1。</p><p>　　圖5-10表明，當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速突然下降時(shí)，PWM整流器開(kāi)始從整流狀態(tài)向逆變狀態(tài)過(guò)渡，過(guò)渡過(guò)程大約為0.06S;在逆變狀態(tài)時(shí)，電網(wǎng)電壓與電流相位相反，可見(jiàn)網(wǎng)側(cè)功率數(shù)接近l。</p>

100、<p>　　圖5-11和圖5-12分別為當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行在整流和逆變狀態(tài)時(shí)，a相輸入電壓和a相電流放大波形。圖5-13為整流狀態(tài)時(shí)，a相電流及其傅里葉分析波形。從圖5-10、圖5-11和圖5-13可以看出，PWM整流器處于整流狀態(tài)時(shí)的電流波形含有少量的低次諧波以及5kHz附近的高次諧波，但是從整體上正弦度較好，而且符合單位功率因數(shù)控制。從圖5-10、圖5-12中可以看出，處于逆變狀態(tài)時(shí)的電流雖然在相位上與電壓相反，但是，波形的正弦度

101、不是很好，有待進(jìn)一步研究。</p><p>　　從圖5-14可以看出，a相和b相電流在相位上相差120°。</p><p>　　圖5-15為快速停機(jī)時(shí)直流電壓和a相電流波形。從圖中可以看出，當(dāng)電機(jī)快速停機(jī)時(shí)，直流母線電壓升高，呈現(xiàn)凸?fàn)睿谶@段時(shí)間內(nèi)，三相交流電流反向，向電網(wǎng)回饋能量，從而實(shí)現(xiàn)變頻器的四象限運(yùn)行。</p><p>　　圖5-13當(dāng)運(yùn)行在PWM

102、整流狀態(tài)時(shí)， 圖5-14當(dāng)運(yùn)行在整流狀態(tài)時(shí)a, b相電a相電流及其傅里葉分析波形 流波形</p><p>　　圖5-15快速停機(jī)時(shí)直流電壓和a 圖5-16開(kāi)關(guān)管輸入電壓Va′波形</p><p><b>　　相電流波形</b></p><p><b>　　第6章結(jié)論與展望</b>

103、;</p><p><b>　　結(jié)論</b></p><p>　　三相PWM整流器對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生較少的諧波污染，是一種真正意義上的綠色環(huán)保電力電子裝置，也是解決諧波問(wèn)題的根本措施，在電力系統(tǒng)有源濾波、無(wú)功補(bǔ)償、潮流控制、太陽(yáng)能發(fā)電以及交直流傳動(dòng)系統(tǒng)等領(lǐng)域，具有廣闊的應(yīng)用前景。在三相電網(wǎng)平衡的情況下，本文圍繞三相PWM整流器的模型分析、控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)、軟件仿真和實(shí)驗(yàn)展開(kāi)了詳細(xì)

104、的分析和研究，主要取得了以下的成果:</p><p><b>　　l)系統(tǒng)分析</b></p><p>　　本文詳細(xì)分析了三相PWM整流器在輸入三相交流平衡電壓時(shí)的數(shù)學(xué)模型、工作原理，并且對(duì)其換流方式和/又種工作模式展開(kāi)了詳細(xì)的討論。</p><p><b>　　2)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)</b></p><p&

105、gt;　　深入研究了基于空間電壓矢量的定頻PWM控制方法，設(shè)計(jì)了電壓電流雙閉環(huán)控制的控制器，不僅能夠有效地控制開(kāi)關(guān)器件的最高開(kāi)關(guān)頻率，而且數(shù)字實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。采用兩相調(diào)制方法，降低了開(kāi)關(guān)損耗。設(shè)計(jì)了主電路參數(shù)的選取方法，特別討論了電感和電容的選取方法。設(shè)計(jì)了PI調(diào)節(jié)參數(shù)的自整定方法，取得了較好的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行效果。</p><p>　　3)兩電平PWM整流器硬件實(shí)驗(yàn)</p><p>　　以 TM

106、S320LF2407ADSP為內(nèi)核搭建硬件電路，對(duì)兩電平PWM整流器及其控制方法進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，完成了系統(tǒng)在電阻負(fù)載條件下的整流運(yùn)行、電機(jī)空載條件下的四象限運(yùn)行和電機(jī)帶載40%條件下的四象限運(yùn)行，以及在電機(jī)帶載80%條件下，開(kāi)關(guān)頻率的變化對(duì)電流波形的影響等實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，三相兩電平PWM整流器具有以下優(yōu)點(diǎn):</p><p>　　a)特別是整流狀態(tài)下，能夠有效地抑制注入電網(wǎng)的諧波，使網(wǎng)側(cè)電流連續(xù)，且為正弦波;&

107、lt;/p><p>　　b)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制(如單位功率因數(shù)控制);</p><p><b>　　c)直流電壓可控;</b></p><p>　　d)能量可以雙向流動(dòng)。即當(dāng)電機(jī)正常運(yùn)行時(shí)，PWM整流器工作在整流狀態(tài);當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速快速下降時(shí)，電機(jī)向直流母線電容回饋能量，從而使直流母線電壓</p><p>　　升高，當(dāng)直流母線電壓

108、高于參考直流電壓時(shí)，PWM整流器工作在逆變狀態(tài)，從而實(shí)現(xiàn)了變頻器的四象限運(yùn)行。</p><p><b>　　展望</b></p><p>　　由于水平、時(shí)間及實(shí)驗(yàn)條件有限，只進(jìn)行了初步的探討，很多方面還有待進(jìn)一步的研究。</p><p>　　1)進(jìn)一步研究逆變狀態(tài)下，電流波形正弦度如何改進(jìn)的問(wèn)題;</p><p>　　2

109、)進(jìn)一步研究三相電感L、直流側(cè)電容C的優(yōu)化方法，以及兩者的匹配關(guān)</p><p>　　系，為四象限運(yùn)行變頻器的產(chǎn)業(yè)化奠定基礎(chǔ);</p><p>　　3)在三相電網(wǎng)電壓不平衡情況下，PWM整流器的分析和控制方法;</p><p>　　4)本文對(duì)三相PWM整流器的傳統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了研究，如果能夠通過(guò)改變</p><p>　　主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，從而對(duì)

110、更好的改善系統(tǒng)運(yùn)行性能將有很重要的意義;</p><p>　　b)三相兩橋臂三電平PWM整流器的實(shí)驗(yàn)研究。三電平PWM整流器與常規(guī)的兩電平PWM整流器相比，其主電路結(jié)構(gòu)雖較復(fù)雜，但它具有后者所沒(méi)有的優(yōu)</p><p>　　點(diǎn)，尤其是三相兩橋臂三電平PWM整流器，不僅具有三橋臂三電平整流電路的優(yōu)點(diǎn)，而且結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本低，易于數(shù)字實(shí)現(xiàn)，具有廣闊的應(yīng)用前景。</p><p&g

111、t;<b>　　結(jié)束語(yǔ)</b></p><p>　　踉踉蹌蹌地忙碌了幾個(gè)月，我的畢業(yè)設(shè)計(jì)課題也終將告一段落。此次設(shè)計(jì)我所選的題目是有關(guān)pwm整流器這一方面的知識(shí)，說(shuō)它陌生，在學(xué)校我們卻接觸過(guò)這方面的知識(shí)，說(shuō)它熟悉，在拿到題目時(shí)腦海中都有些茫然，實(shí)在不知如何著手。好在大學(xué)四年所培養(yǎng)和鍛煉出來(lái)的自學(xué)能力幫了我的大忙，在遇到不懂得問(wèn)題時(shí)我能夠通過(guò)到圖書(shū)館、上網(wǎng)或者向老師虛心請(qǐng)教的方式等各個(gè)方面的渠