外文翻譯--改進具有功率因數(shù)校正方案降壓型變換器的控制策略（譯文）

1、<p><b>　　中文7900字</b></p><p>　　改進具有功率因數(shù)校正方案降壓型變換器的控制策略</p><p>　　降壓型高功率因數(shù)PWM變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不僅能夠充分有效消除輸入電流的諧波，而且其具有高效率，缺乏浪涌電流，能夠獲得較低的直流輸出電壓，具有短路保護等優(yōu)點。對通訊能量系統(tǒng)而言，降壓型高功率因數(shù)轉(zhuǎn)換器的固有性能成為有吸引力的電源供應(yīng)器

2、能源系統(tǒng)。另一方面，因為這種類型的轉(zhuǎn)換器必須采用高電感值的電抗器，這些都會增加設(shè)備的尺寸和重量，進而阻礙其廣泛使用。</p><p>　　本文提出了一種降壓型高功率因數(shù)PWM轉(zhuǎn)換器的一種新的控制策略，它可以縮小電抗器的體積和重量，也能消除了輸出電壓中的脈動分量。本文對它的工作原理和仿真結(jié)果進行了描述。</p><p><b>　　引言</b></p>&

3、lt;p>　　高功率因數(shù)轉(zhuǎn)換器可分為三個類型：降壓型，升壓型，降壓升壓型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖1顯示了這三種類型電路拓?fù)涞姆歉綦x電路的典型配置。當(dāng)功率開關(guān)管T1處于導(dǎo)通時，這三種電路中電抗器L1存儲能量，而但T1關(guān)斷時，L1中存儲的能量轉(zhuǎn)移到電容C1。適當(dāng)?shù)目刂齐娍蛊鞯妮斎腚娏鞯牟ㄐ问怪蔀檎也ㄇ遗c電網(wǎng)輸入電壓Vin同相位。</p><p>　　在升壓型和降壓升壓型轉(zhuǎn)換器的情況下，當(dāng)功率開關(guān)管T1處于導(dǎo)通時，交流輸

4、入電壓直接給電抗器L1提供能量，L1上的電壓即為輸入電壓。但是在降壓型轉(zhuǎn)換器中，電抗器L1上的電壓為交流輸入電壓絕對值與直流輸出電壓的差值。 </p><p>　　因此，在升壓型和降壓升壓型轉(zhuǎn)換器中可以一直在電抗器L1中積累能量，而在降壓型變換器中只有當(dāng)交流輸入電壓的絕對值低于輸出電壓是不可能的在電抗器L1中積累能量的。由于這個原因，降壓型使我們有必要積累足夠的能量在電抗器中，以便在輸入電壓的絕對值很低提供所

5、需要的能量。這意味著降壓型相對于升壓型或降壓升壓型需要更大的電感值，而較大的電感會增加物理尺寸和電抗器的重量。</p><p>　　這就需要在降壓型高功率因數(shù)轉(zhuǎn)換器中盡可能減小反應(yīng)電抗器的電感值，但是減小電感將增大反應(yīng)電抗器的電流紋波，從而導(dǎo)致交流輸入電流的大量失真。為了解決這個問題，采用脈沖面積調(diào)制的控制策略，即使當(dāng)反應(yīng)電抗器中包含一個很大的紋波電流時，輸入電流中也幾乎沒有任何失真。</p>&l

6、t;p>　　圖1典型的非隔離的三高功率因數(shù)整流器的電路配置類型</p><p>　　降壓型高功率因數(shù)整流器的運行原理</p><p>　　圖2顯示了降壓型高功率因數(shù)變換器的電路結(jié)構(gòu)。反應(yīng)電抗器Lout有足夠的大小，電抗器Lout上的電流I保持了連續(xù)模式。當(dāng)T1處于導(dǎo)通時，電流的流通路徑為：輸入電壓Vin —D1—T1—Lout—C1—D4—輸入電壓Vin，輸入電流I（Vin）等于電抗

7、器上的電流I（Lout）。</p><p>　　當(dāng)T1處于關(guān)斷時，電抗器上的電流通過以下路徑：Lout—C1—Df—Lout，這使得輸入電流I（Vin）為零。</p><p>　　圖2主電路配置降壓型高功率因數(shù)變換器</p><p>　　因此，當(dāng)Lout的值足夠大，其電流紋波小的可以忽略不計，變換器的控制電路如圖3所示，將電網(wǎng)的正弦波電壓波形與鋸齒載波進行比較。&

8、lt;/p><p>　　圖3常規(guī)控制電路配置</p><p>　　通過這一過程，對開關(guān)裝置采用PWM控制策略，而控制輸入電流以使才能成為一個完美的正弦波。</p><p>　　圖4給出了仿真的波形。與輸入電壓同相位的正弦波波形V（20），與鋸齒波V（IO）比較，來產(chǎn)生開關(guān)器件T1的驅(qū)動信號。產(chǎn)生的輸入電流I（Vin）的波形如圖4所示。圖5顯示了輸入電流I（Vin）的傅

9、立葉分析結(jié)果的波形。所有的諧波成分都在2％以下。</p><p>　　圖4 電感器Lout無紋波電流的仿真分析</p><p>　　圖5無紋波電流的電感器Lout輸入電流的傅立葉分析</p><p>　　為了使PWM控制更容易理解，仿真中假設(shè)開關(guān)管的工作頻率為2KHZ。在實際電路中，工作頻率設(shè)定在高幾十千赫茲的水平，而輸入電流I（Vin）中的高頻率分量中可以很容

10、易通過一個小濾波器濾過。</p><p>　　但是，當(dāng)紋波電流電抗器上的電流I（Lout）不能忽略不計時，相對于紋波電流的大小來說，采用圖3的控制策略帶來了輸入電流波形失真。</p><p>　　圖6給出了當(dāng)電抗器的紋波電流I（Lout）不能忽略不計時仿真結(jié)果。在這種情況下，反應(yīng)電抗器的電流I（Lout）包含峰峰值為28A的紋波電流，因此，輸入電流I（Vin）的波形如圖6所示。圖7顯示了輸

11、入電流I（Vin）傅里葉波形分析的結(jié)果。有一個約13.5％的三次諧波分量，仿真參數(shù)設(shè)置如表1。</p><p>　　圖6電抗器Lout的大脈動仿真分析</p><p>　　圖7帶有大紋波電流電抗器輸入電流的傅立葉分析</p><p><b>　　表1 仿真配置</b></p><p><b>　　脈沖面積調(diào)制

12、</b></p><p>　　控制電路的實現(xiàn)與控制策略</p><p>　　當(dāng)脈沖寬度依據(jù)反應(yīng)器的電流瞬時值做適當(dāng)?shù)目刂茣r，即使反應(yīng)電抗器的電流I（Lout）中含有一個很大波紋，也能形成一個正弦波的輸入電流。通過開關(guān)裝置調(diào)節(jié)電流脈沖面積的調(diào)制方法是最合適的控制策略。</p><p>　　已經(jīng)提出了在降壓升壓型電路中采用調(diào)制脈沖面積調(diào)制方法[1]。但在電抗

13、器工作頻率時高，在降壓型轉(zhuǎn)換器電路采用脈沖面積調(diào)制似乎比降壓升壓更加顯示出優(yōu)勢。</p><p>　　圖8顯示了包含脈沖面積調(diào)制控制電路的實現(xiàn)。電抗器電流I（Lout）是由分流器SH1檢測的，其電壓V（SH1）被放大后送入積分電路。這種積分電路在固定的時間間隔復(fù)位，它的輸出是鋸齒波V（IO），它與電抗器I（Lout）成正比。此鋸齒波與參考電壓V（20）進行比較，V（20）是由輸入電壓V1經(jīng)過處理后得到的，從而獲得

14、驅(qū)動開關(guān)器件T1的PWM波。</p><p>　　該電路將直流輸出電壓Vour和參考電壓Vref進行了比較，并使用乘數(shù)器來控制V（20）的幅值，因此能夠控制輸出電壓為一個恒定的值。</p><p><b>　　圖8控制電路的配置</b></p><p>　　圖9說明了應(yīng)用于控制電路中脈沖面積調(diào)制的原理。由于應(yīng)用在調(diào)制電路中的鋸齒波V（10）是由

15、電抗器（Lout）的電流通過積分形成的，其正比于電抗器電流I（Lout），當(dāng)電抗器電流逐漸增加，電流形成一個按圖9所示按階梯逐漸增加的鋸齒波。假設(shè)參考電壓V（20）具有恒定值如圖9所示，T1的占空比是逐漸減小。因此，輸入電流波形I（Vin）成為的峰值逐漸增大而脈沖寬度逐漸減小的方波，如圖9所示。</p><p>　　圖9中劃斜線的脈沖的峰值是打點脈沖的兩倍，為了達到等面積原則，它的脈沖寬度只有一半。如果參考電壓波

16、形是常數(shù)，這些脈沖的面積將不會改變，但如果參考電壓波形增加會減小則脈沖面積等比例的增加或減少。脈沖的面積等于輸入電流I（Vin）的瞬時值。因此，如果參考電壓波形變成如圖8所顯示的正弦波，輸入電流將會變成正弦波。</p><p>　　圖9脈沖面積調(diào)制原理</p><p>　　使用脈沖面積調(diào)制的仿真結(jié)果</p><p>　　圖10 顯示了采用脈沖面積調(diào)制的一些仿真結(jié)果，

17、仿真參數(shù)上的設(shè)置如表1所示。很明顯，鋸齒波的頻率時與反應(yīng)電抗器的電流I（Lout）成比例的定值。</p><p>　　圖10脈沖調(diào)制方案下的控制電路波形</p><p>　　圖11顯示了采用脈沖面積調(diào)制的另外一個仿真結(jié)果。每個輸入電流I（Vin）的脈沖峰值是等于反應(yīng)電抗器的電流I（Lout）。為了使每個脈沖的面積可以按照交流輸入電壓V（2，1）而改變，輸入電流I（Vin）的脈沖寬度得到控制

18、。</p><p>　　圖11脈沖調(diào)制方案下主電路波形</p><p>　　圖12顯示了圖11中輸入電流I（Vin）傅里葉分析的結(jié)果。諧波成分的抑制遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于圖7，圖7中沒有采用脈沖面積調(diào)制。正如圖4和圖6一樣，在圖10和圖11中工作頻率也設(shè)置為在2 kHz，使操作更容易理解。在實際電路，工作頻率設(shè)定為幾萬赫茲，輸入電流(Vin)中的高頻分量通過一個小濾波器很容易濾掉。</p>

19、<p>　　圖12脈沖調(diào)制方案下輸入電流的傅立葉分析</p><p>　　圖13 測量電感器的電流和輸入電壓波形</p><p><b>　　推薦電路的實驗結(jié)果</b></p><p>　　圖13和圖14顯示基于脈沖面積調(diào)制策略的小容量變換器的仿真波形。如圖13所示，雖然反應(yīng)電抗器的電流中有很大的紋波成分，但輸入電流幾乎沒有失真，在

20、圖14所示。</p><p>　　圖14 測量輸入電壓和輸入電流波形</p><p>　　消除紋波電壓控制電路結(jié)構(gòu)和控制策略</p><p>　　在電信能源電力供應(yīng)系統(tǒng)中，防止通信設(shè)備的噪聲能有效的抑制直流輸出電壓的紋波到足夠小的值。但在單輸入高功率因數(shù)有源轉(zhuǎn)換器，通常電抗器電流中包含大量的電流紋波，其頻率是電網(wǎng)交流公頻的兩倍，基于這個原因，帶有兩倍公頻的電壓紋波

21、也會出現(xiàn)在輸出電壓中。</p><p>　　降壓型高功率因數(shù)轉(zhuǎn)換器的直流輸出電壓中也有大量的電壓紋波。圖15顯示了根據(jù)表1的條件設(shè)置的反應(yīng)電抗器電流電流I（Lout）和直流輸出電壓V（7）的仿真結(jié)果。反應(yīng)器的電流I（Lout）紋波電流在100赫茲時，峰峰值為28A，直流輸出電壓V（7）中包含峰峰值為0.74Vd的紋波電壓。</p><p>　　圖16顯示了最新提出的帶有輔助抑制開關(guān)電路的降

22、壓型高功率因數(shù)轉(zhuǎn)換器的電路配置，能有效的抑制輸出電壓紋波。輔助開關(guān)T2與二極管D5串聯(lián)之后再與反應(yīng)電抗器Lout并聯(lián)。當(dāng)T2是導(dǎo)通時，反應(yīng)電抗器的電流通過T2和D5，當(dāng)T2關(guān)斷時，反應(yīng)電抗器的電流供應(yīng)給C1。這意味著按照開關(guān)裝置T1和T2的工作狀態(tài)分，圖16有如表2中所列出的三個工作模式，但是兩個開關(guān)裝置同時導(dǎo)通時必須除去。</p><p>　　圖15輸出電壓的紋波波形</p><p>　

23、　圖16新型降壓型高功率因數(shù)變流器的主電路與輔助電路配置</p><p><b>　　表2 三種運行模式</b></p><p>　　如上所述，當(dāng)T1的占空比按照脈沖面積調(diào)制來確定時，輸入電流形成一個正弦波。如果T2的占空比也按照脈沖面積調(diào)制來確定，一旦脈沖寬度確定后，直流輸出電壓中紋波電壓也被濾掉了。</p><p>　　圖17顯示了帶有輔助

24、開關(guān)T2的控制電路的電路配置。</p><p>　　T1的柵極驅(qū)動信號可以按照圖8的方式產(chǎn)生，T2的柵極驅(qū)動信號則是要通過比較通過積分電路后的輸出電壓V（10）和控制電壓V（30）而產(chǎn)生。</p><p>　　當(dāng)V（10）比V（30）大時，輔助開關(guān)T2關(guān)閉并停止向C1傳輸能量。當(dāng)V（10）比V（30）小時，輔助開關(guān)關(guān)斷，電源直接給C1供給能量。由于控制電壓V（30）是個恒定的值，供給C1的

25、能量具有恒定的值，直流輸出電壓Vout中沒有電壓紋波。</p><p>　　圖17帶有輔助開關(guān)T2的電路結(jié)構(gòu)</p><p>　　帶輔助開關(guān)電路仿真結(jié)果</p><p>　　圖18顯示了控制電路的仿真波形。正如圖10所示，T1的柵極驅(qū)動信號是通過比較鋸齒波V（10）和正弦波V（20）而產(chǎn)生的，它具有與輸入電壓相同的相位。T2柵極驅(qū)動信號可以通過比較鋸齒波電壓V（1

26、0）和直流電壓V（30）產(chǎn)生的。直流電壓V（30）設(shè)置的盡可能高，沒有超過V（10）電壓的峰值。</p><p>　　圖18帶輔助開關(guān)的控制電路的波形</p><p>　　圖19顯示了T1的電流波形I（SW）和T2的電流波形I（SAUX）的仿真結(jié)果。當(dāng)電流峰值高，I（SAUX）被控制有較寬的脈沖寬度，另一方面，但當(dāng)電流峰值低時，脈沖寬度減少。在這種控制下，傳輸?shù)街绷鬏敵龆说哪芰勘３植蛔儭?

27、lt;/p><p>　　圖20顯示反應(yīng)電抗器電流波形I（Lout）和直流輸出電壓波形V（7）的仿真結(jié)果。雖然電抗器電流鐘包含一個峰峰值為21A的脈動分量，但直流輸出電壓幾乎沒有任何低頻的紋波電壓。</p><p>　　圖19主開關(guān)和輔助開關(guān)波形</p><p>　　圖20 帶有輔助開關(guān)的輸出電壓波形</p><p>　　直流輸出電壓中含有2千赫茲

28、的紋波分量的仿真結(jié)果如圖20所示，而因為實際電路中工作頻率在幾十千赫，通過電容C1，在工作頻率處的紋波分量可完全消除了。</p><p>　　仿真時的參數(shù)設(shè)置如表1，在仿真中采用的PSPICE電路文件見附錄。</p><p>　　應(yīng)用高頻電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)</p><p>　　該電路配置如圖16所示，是最簡單的降壓型高功率因數(shù)轉(zhuǎn)換電路，但全橋型電路配置圖21所示，可以選

29、擇大容量的電源供能。雖然電信能源系統(tǒng)中通常需要在輸入與輸出側(cè)進行隔離，如果采用圖22，23的電路配置，輸入和輸出通過一高頻變壓器實現(xiàn)隔離。</p><p>　　圖21適用于大電源容量的新拓?fù)?.</p><p>　　圖22全橋電路的高頻環(huán)節(jié)</p><p>　　圖23單端電路高頻環(huán)節(jié)</p><p><b>　　總結(jié)</b&g

30、t;</p><p>　　即使在降壓型高功率電流因數(shù)變流器中有很大的紋波電流分量，通過采用提出的控制策略，也能產(chǎn)生一個無失真的輸入電流波形。</p><p>　　最近提出的帶輔助開關(guān)的電路能對直流輸出電壓的紋波得到有效的控制，而這在傳統(tǒng)降壓型高功率因數(shù)變換器中是不可能實現(xiàn)的。</p><p>　　采用這些控制方法能使我們的輸入電流為正弦波，且能在電感值相對較小的情況

31、下抑制輸出電壓的紋波。這使我們能夠使降壓型高功率因子轉(zhuǎn)換器體積小，重量輕。</p><p>　　在將來，這種類型的原型轉(zhuǎn)換器將在可行的電路實驗板上得到研究和測試。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1]學(xué)茂木，西田和阿前田華，“單相降壓/升壓輸出電壓紋波PFC變換器，自由運作“，1994年國民大會獨立外部評價

32、記錄日本產(chǎn)業(yè)應(yīng)用協(xié)會，169- 172頁</p><p>　　[2]光Hirachi，噸巖出和K.芝山，“完善控制策略降壓型高功率因數(shù)變流器“，1995年國民大會記錄IEEJapan，No.719</p><p><b>　　附錄</b></p><p>　　該電路文件中的高功率因數(shù)輔助電路的PWM轉(zhuǎn)換器的電路如圖16所示。</p>

33、<p>　　STEPD- C2的降壓型PFC變換器</p><p>　　*****STEPD-CZ. CIJ*****K. HlRACHl ***</p><p>　　.TRAN 2US lOOmS 80mS IOUS UIC </p><p>　　FOUR 50Hz 20 I (Rin) </p><p>　　.

34、******Main Circuit****** </p><p>　　Vin 2 1 SIN(0 141 50 0 0 0) </p><p>　　Rin 2 4 0.01 </p><p>　　D1 4 5 DMOD </p><p>　　D2 0 4 DMOD </p><p>　　D

35、3 1 5 DMOD </p><p>　　D4 0 1 DMOD </p><p>　　RD1 4 5 lMEGOHM </p><p>　　RD2 0 4 lMEGOHM </p><p>　　RD3 1 5 lMEGOHY </p><p>　　RD4 0 1 lMEGOHM

36、 </p><p>　　******Sine Wave Reference ******</p><p>　　D301 2 301 DMOD </p><p>　　D302 300 2 DMOD </p><p>　　D303 1 301 DMOD </p><p>　　D304 300

37、 1 DMOD </p><p>　　RD301 2 301 lMEGOHM </p><p>　　RD302 300 2 lMEGOHM</p><p>　　RD303 1 301 lMEGOHM</p><p>　　RD304 300 1 lMEGOHM</p><p>　　R301

38、 301 300 lMEG</p><p>　　E301 20 0 301 300 0.062 </p><p>　　******Main Switching Device******</p><p>　　sw 5 62 20 10 SMOD </p><p>　　RSW 62 6 Im </p>

39、<p>　　Cab1 5 63 0,luf</p><p>　　Rab1 63 62 10</p><p>　　Df 0 6 DMOD</p><p>　　RDf 0 6 1MEG </p><p>　　RLout 6 61 lmOHM </p><p>　　Lout

40、61 72 7mH IC=65A </p><p>　　Cout 7 0 .56000UF IC=55.2V </p><p>　　RL 7 0 1.104 </p><p>　　****** PWM Signal****** </p><p>　　GI 0 101 6 61 10 </p><p&

41、gt;　　Ct 101 0 5uF </p><p>　　RCt 101 0 IMEG </p><p>　　R3 101 102 lm </p><p>　　S1 102 0 201 0 SMOD </p><p>　　Vp 201 0 PULSE(-l 10 0 1u 1u 1u 500u)</p&

42、gt;<p>　　RVP 201 0 lMEG </p><p>　　RIO1 101 10 400K </p><p>　　R102 10 0 I00K </p><p>　　******Auxiliary Switch ******</p><p>　　SAUX 71 6 10 30 SMOD&

43、lt;/p><p>　　DAUX 72 71 DMOD </p><p>　　RLOAD 72 7 1m</p><p>　　Y1 30 0 DC 9.33v</p><p>　　RY1 30 0 1MEG</p><p>　　.MODEL DMOD D（）</p><p&g

44、t;　　.MODEL SMOD VSWITCH(Ron=O. 05 Roff=1000 Von=0.4V Voff=0v)</p><p>　　.OPT ITL4=400 </p><p>　　. OPT RELTOL=0 1 </p><p><b>　　. PROBE </b></p><p><

45、b>　　.END</b></p><p>　　一種新的軟開關(guān)雙向降壓或升壓型DC- DC轉(zhuǎn)換器</p><p>　　董磊，2，王學(xué)萍1，劉震1，遼Xiaozhong1，2 自動控制教研室，北京理工大學(xué)，中國研究院2Key實驗室，復(fù)雜系統(tǒng)智能控制與決策，教育部，中國電子郵箱：@163.com pemc.bit</p><p><b>

46、;　　摘要</b></p><p>　　本文提出了一種新的軟開關(guān)雙向降壓或升壓型DC - DC轉(zhuǎn)換器。相對于傳統(tǒng)的雙向DC- DC轉(zhuǎn)換器，新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)用作降壓轉(zhuǎn)換器或升壓轉(zhuǎn)換器能用在雙向混合電動汽車的案件（HEV）和Electrosorb技術(shù)（EST）等，新的轉(zhuǎn)換器有如下優(yōu)點：簡單的電路和控制策略，沒有任何附加設(shè)備的軟開關(guān)實現(xiàn)，高功率密度，成本低，重量輕，可靠性高。操作原理，理論分析和設(shè)計指引都在下面

47、的文章中提及。仿真和實驗結(jié)果也已被證實。</p><p>　　導(dǎo)言 近年來發(fā)展迅速的超電容器已用于混合動力汽車和EST。對于混合動力汽車的應(yīng)用，雙向DC- DC轉(zhuǎn)換器已成為發(fā)電機和超大電容之間平衡的一個重要設(shè)備。對于加速模式，在DC - DC轉(zhuǎn)換器提升超電容的電壓（比直流母線電壓低）到直流母線電壓。當(dāng)超電容直流電壓比總線電壓高時，DC - DC轉(zhuǎn)換器作為降壓型使用。另一方面，對于再生制動模式，在DC -

48、 DC轉(zhuǎn)換器作為降壓轉(zhuǎn)換器或升壓型轉(zhuǎn)換器保持直流母線電壓不變，而將能源流向超電容器。 EST的應(yīng)用類似混合動力車。</p><p>　　為了提高效率，降低了尺寸，軟開關(guān)技術(shù)已廣泛應(yīng)用于DC - DC轉(zhuǎn)換器。然而，大多數(shù)現(xiàn)有的軟交換的DC - DC轉(zhuǎn)換器都是低功率或單向的，而且往往是難以滿足上述應(yīng)用的要求[1]。雙路全橋或帶有軟開關(guān)的雙半橋雙向DC - DC轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換器視為一個這些應(yīng)用中的最佳選擇[2]?[6]。&

49、lt;/p><p>　　在這些轉(zhuǎn)換器，當(dāng)電源流向一個方向，轉(zhuǎn)換器工作在降壓模式，流向另一方面時，則轉(zhuǎn)換器工作在升壓模式。本文提出了一種新型的軟開關(guān)雙向降壓或升壓型DC - DC轉(zhuǎn)換器。在所提出的電路中，新轉(zhuǎn)換器具有非常簡單的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和最少的裝置。與此同時，無論能量朝哪個方向流，該電路拓?fù)涠伎梢宰鳛榻祲恨D(zhuǎn)換器或升壓轉(zhuǎn)換器。所有這些特點電源轉(zhuǎn)換器具有高效，容易控制，重量輕，壓縮包裝和成本低的優(yōu)點。一種雙向降壓/升壓轉(zhuǎn)換器

50、的原型已經(jīng)建成并試驗成功。該實驗對轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)態(tài)運行進行了理論分析和并給出了仿真結(jié)果。 二.功率級描述和操作原理</p><p>　　提出的雙向降壓或升壓型DC - DC在EST中的應(yīng)用如圖1所示。該轉(zhuǎn)換器是一個對稱電路由一個電感L和兩個橋臂組成。當(dāng)能量從一側(cè)流向另一側(cè)時，電路工作在降壓模式或升壓模式。</p><p>　　圖1 軟開關(guān)雙向降壓/升壓變換器<

51、/p><p>　　在轉(zhuǎn)換器的兩邊有2個電壓源V1和V2代表了超電容器，電池，或其他電源。因為轉(zhuǎn)換器是一個對稱電路，可以進行單一方向的分析。例如，當(dāng)能量從V1流向V2。</p><p>　　如圖2（a）所示，當(dāng)V1>V2時。開關(guān)S4是一直關(guān)斷的。開關(guān)S2和S3也是關(guān)斷的。當(dāng)在低電壓中，開關(guān)S2和S3可作為同步整流開關(guān)。開關(guān)S1作為斬波開關(guān)。當(dāng)開關(guān)S1是開通時，開關(guān)S2關(guān)斷，而S3是開通的。

52、電流從V1經(jīng)過S1，L，S3流到V2，電感L2 被充電。當(dāng)開關(guān)S1關(guān)斷時，開關(guān)S2開通時，而S3是開通的。電感向外放電，電流從S2，L，S3，流向V2。</p><p>　　如圖2（b）所示當(dāng)V1<V2時，同樣時降壓模式，開關(guān)S2和S3一直是關(guān)斷的。當(dāng)?shù)碗妷簳r，開關(guān)S3也可作為同步整流開關(guān)。開關(guān)S1一直是導(dǎo)通的，開關(guān)S2則是管段的。S4作為斬波開關(guān)。當(dāng)開關(guān)S4導(dǎo)通，開關(guān)S3關(guān)斷時，電源v1給電感L充電。當(dāng)開

53、關(guān)S4關(guān)閉，開關(guān)3 S導(dǎo)通時。電流經(jīng)過S1，L，S3升高到V2見圖2（b）所示。</p><p>　　圖2 降壓（a）和升壓（b）模式下的雙向變換</p><p><b>　　三.軟開關(guān)原理</b></p><p>　　圖3顯示了軟開關(guān)雙向開關(guān)降壓/升壓轉(zhuǎn)換器的電路配置。每個裝置在任何潮流方向的軟開關(guān)都可以分為表升壓和降壓模式。</p&g

54、t;<p>　　圖3 軟開關(guān)雙向降壓/升壓變換器</p><p><b>　　A降壓模式</b></p><p>　　降壓模式的等效電路如圖4所示。在降壓模式S4一直是關(guān)斷的，S2和S3也是關(guān)斷的。能量從V1流向V2。這個等效電路代表了降壓型零電流開關(guān)準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器。為了分析電路的穩(wěn)定工作狀態(tài)，做如下假設(shè)發(fā)[7]：</p><p>

55、　　L>>Lr1，并L>>LR2。</p><p>　　輸出濾波器L，Cr4，Lr2，C2和負(fù)載可視為恒流源。</p><p>　　半導(dǎo)體開關(guān)是理想的，也就是說，沒有電壓下降在開通狀態(tài)，無滲漏電流在 關(guān)閉狀態(tài)，在開通和關(guān)斷時都沒有時間延遲。</p><p>　　元件都是理想的。

56、 </p><p>　　圖5中t0到t4描述了在降壓模式下，開關(guān)周期各個階段的不同的狀態(tài)。在一個開關(guān)周期的開始，t=t0，S1接通。</p><p>　　階段1）電感充電階段[t0，t1]（圖5）</p><p>　　輸入電流i

57、Lr1，線性升高，由下面的方程決定：</p><p>　　這個階段的持續(xù)時間，t01（=t1-t0），可以求出：</p><p>　　階段2）諧振階段[t1,t2]（圖5）：</p><p>　　在t1時刻，Lr1和Cr2開始諧振。Lr1的電流跟Cr2的電壓分別為：</p><p>　　而

58、 是特性阻抗。</p><p><b>　　是共振頻率。</b></p><p>　　這個階段的持續(xù)時間，t12（=t2-t1），可以求出：</p><p>　　階段3）電容放電階段[t2,t3]（圖5）：</p><p>　　從t2時刻，開關(guān)處于關(guān)閉狀態(tài)時，在時間2噸，Cr2通過輸出回路開始放電，從Ucr

59、2線性減小，知道t3時刻降為0.。Cr2的電壓分別為：</p><p>　　這個階段的持續(xù)時間，t23（=t3-t2）可以求出：</p><p>　　階段4）自由階段[t3，t4]（圖5）：</p><p>　　輸出電流流過二極管D2。這一階段的持續(xù)時間為</p><p>　　t34=Ts-t01-t12-t23</p><

60、;p>　　其中Ts是開關(guān)周期。</p><p>　　圖4 降壓模式下的等效電路</p><p>　　圖5 降壓模式下軟開關(guān)各時間段的波形</p><p>　　B.升壓模式升壓零電壓開關(guān)準(zhǔn)諧振變換器圖6所示。在升壓模式下S1總是開通的，而S2和S3是關(guān)閉的。為簡單起見，變換器被視為一個恒定電流源IL，提供一個恒定的電壓U2。 在穩(wěn)定狀態(tài)下，從S4關(guān)斷時

61、開始一個完整的開關(guān)周期可以分為四個階段。假設(shè)，在S4關(guān)斷前，通過它的電流為輸入電流IL。二極管D3是關(guān)斷的，沒有電流流過負(fù)載電壓U2。在t0時刻，S4是關(guān)斷的，輸入電流被分到電容器Cr4。下面總結(jié)了四個階段過程中電路的運作，見圖7。</p><p>　　階段1）電容器充電階段[t0，t1]（圖7）： 在t0時刻S4關(guān)斷，電流IL流過Cr4，通過Cr4的電壓Ucr4線性升高。</p><p

62、>　　這個階段的持續(xù)時間，t01（=t1-t0），可以求出：</p><p>　　階段2）諧振階段[t1,t2]（圖7）：</p><p>　　在t1時刻，D3開通，電流IL的一部分流到U2。在t1時刻，Lr1和Cr2開始諧振。Lr1的電流跟Cr2的電壓分別為：</p><p>　　這個階段的持續(xù)時間，t12（=t2-t1），可以求出：</p>

63、<p>　　階段3）電感放電狀態(tài)[t2,t3]（圖7）：</p><p>　　t2時刻后，電流iLR2線性減小在t3時刻達到0.</p><p>　　這個階段的持續(xù)時間，t23（=t3-t2），可以求出：</p><p>　　階段4）自由階段[t3，t4]（圖7）：</p><p>　　在t3時刻，全部的輸出電流IL流過二極管S4。

64、到S4關(guān)斷前，iS4保持恒定。</p><p>　　圖6 升壓模式下的等效電路</p><p>　　圖7 升壓模式下軟開關(guān)各時間段的波形</p><p><b>　　四．模擬與試驗驗證</b></p><p>　　為了驗證所提出的軟開關(guān)雙向降壓/升壓型DC- DC轉(zhuǎn)換器，進行了模擬和實驗。實驗原型如圖8所示。設(shè)計所需要的

65、參數(shù)如下：</p><p>　　IGBT的型號為SGH40N60UFD。二極管D1,D2,D3,D4是集成二極管，型號為SGH40N60UFD，分別相當(dāng)于開關(guān)S1,S2,S3,S4.Lr1=Lr2=90uH，Cr2=Cr4=0.01uF，Cr2=Cr4=0.01uF，L=2mH.在PSIM仿真中的配置如圖9所示。變換器的開關(guān)頻率為100kHz。當(dāng)雙向降壓/升壓型DC- DC變換器工作在升壓模式，并U1=40V，U

66、2=20v時，開關(guān)S1在降壓模式，S4在升壓模式占空比都是48.6%。</p><p>　　圖9 PISM模擬軟開關(guān)雙向降壓/升壓型DC- DC轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)</p><p>　　圖10（a）及（b）顯示軟開關(guān)雙向降壓/升壓降壓型DC – DC變換器分別在降壓模式和升壓模式的仿真波形。這些波形跟圖5跟圖7的分析原則相似。</p><p>　　雙向變換器在正向和反向功

67、率模式下均正常工作。降壓模式的實驗結(jié)果如圖11所示。該控制的核心系統(tǒng)是DSP56F805。系統(tǒng)測試的工作頻率為100kHz，Lr1=Lr2=90uH，Cr2=Cr4=0.01uF，L=2mH.</p><p>　　圖10軟交換雙向降壓/升壓型DC – DC變換器的波形，</p><p>　?。ㄒ唬┙祲耗Ｊ?，（二）升壓模式</p><p>　　圖12顯示了升壓模式的

68、實驗結(jié)果。測試系統(tǒng)的工作頻率是40kHzLr1=Lr2=0.6mH，Cr2=Cr4=0.01uF，L=18mH。通道1是S4的驅(qū)動信號，通道2是通過S4的電壓。很明顯開關(guān)S4工作在零電壓狀態(tài)。</p><p>　　一個新的軟開關(guān)雙向降壓/升壓型變換器已經(jīng)在這篇文章里提出了。說明了其操作分析和功能。模擬與原型的實驗結(jié)果驗證它的工作原理。</p><p>　　無論是降壓和升壓模式可在能量潮流

69、的任何一個方向都可以實現(xiàn)。在降壓模式下，變換器斬波器工作零電流開關(guān)狀態(tài)。另一方面，在升壓模式下，變換器斬波器工作在零電壓開關(guān)狀態(tài)。 作為結(jié)果，新電路的優(yōu)點包括軟開關(guān)，簡單的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，成本低，易于控制，使建議的雙向功率變換器非常適合于推廣應(yīng)用。</p><p>　　圖11 降壓模式下穩(wěn)態(tài)運行圖，Us1（10V/div），Us2（20V/div），iLr1（500mA/div）</p><

70、;p>　　圖12升壓模式下穩(wěn)態(tài)運行圖，UGs4（10V/div），UCr4（20V/div）</p><p>　　六.鳴謝作者非常感激的財政（美國國家科學(xué)基金會駐中國）的支持獎勵編號為50777003。</p><p>　　七.參考文獻[1]彭芳，李卉，桂嘉蘇，和杰克學(xué)勞勒“新的ZVS雙向DC - DC轉(zhuǎn)換器用于燃料電池和電池應(yīng)用“，電力電子，2004年1月，第54-65頁。

71、[2]光王等。“燃料電池系統(tǒng)中的雙向直流直流變換器”。電機及電子學(xué)工程師聯(lián)合會電力電子研討會。交通運輸，1998年，第47-51頁。[3]劉旦偉，李輝，“應(yīng)用于多儲能元件一個零電壓開關(guān)雙向DC - DC轉(zhuǎn)換器”。電力電子會刊，第二卷。2006年9月，第1513-1517頁。[4]李輝，李鵬方?！耙环N新型的零電壓開關(guān)雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器的建?！薄：娇蘸教旌碗娏﹄娮訒?004年1月1日，第272 -283;[5]華豐肖;東華陳，謝少