畢業(yè)設計----300w功率因數校正器設計

1、<p>　　本科畢業(yè)設計(論文)</p><p>　　題目： 300W功率因數校正器設計</p><p>　　系 （部） 電子信息系 </p><p>　　專 業(yè)： 自動化 </p><p>　　班 級： </p><p>　　學

2、 生： </p><p>　　學 號： </p><p>　　指導教師： </p><p><b>　　2010年 05月</b></p><p>　　畢業(yè)設計（論文）任務書</p><p>　　1.畢

3、業(yè)設計（論文）題目： 300W功率因數校正器設計 </p><p>　　2.題目背景和意義： 提高功率因數，開發(fā)新型高功率因數變流器是節(jié)省能源、提高電能質量、保證電力系統(tǒng)安全穩(wěn)定運行的要求。針對諧波污染，國際上已制定了各種相關的標準和規(guī)定，以限制諧波的危害，凈化電磁環(huán)境。隨著這些標準的強制執(zhí)行，PFC技術勢在必行。在用電設備中采用PFC技術來提高功率因

4、數、提高效率，可以減少電源整機成本，提高可靠性，對于提高產品的競爭力既有十分重要的意義。 </p><p>　　3.設計(論文)的主要內容（理工科含技術指標）</p><p>　　主要內容：掌握AC/DC變流器和有源功率因數校正器的原理。設計單周期控制的1KW功率因數校正器硬件系統(tǒng)，掌握系統(tǒng)調試方法，使系統(tǒng)達到設計要求。

5、 </p><p>　　技術指標： </p><p>　　輸入：交流220V±10％； 輸出：380V直流；

6、 </p><p>　　輸出功率：300W； 功率因數：≥98％； </p><p>　　4.設計的基本要求及進度安排（含起始時間、設計地點） </p><p>　　基本要求：

7、 </p><p>　　（1）分析、掌握該課題總體方案，廣泛閱讀相關技術資料，并提出自己的見解。 </p><p>　?。?）掌握AC/DC變流器和有源功率因數校正器的原理。 </p>&

8、lt;p>　?。?）設計硬件系統(tǒng)，掌握系統(tǒng)調試方法，使系統(tǒng)達到設計要求 </p><p>　　進度安排：1～3周：針對原理及應用范圍、主要技術難點等查閱資料，熟悉課題總體方案。</p><p>　　4～7周：確定系統(tǒng)功能，論證總體方案，確定關鍵部件的型號，并對部分電路進行實驗。</p><p>　　8～13周：畫出

9、電氣原理圖和印制版圖，完成硬件電路設計。 </p><p>　　14～15周：整理資料、撰寫論文。 </p><p>　　5.畢業(yè)設計（論文）的工作量要求</p><p&

10、gt;　?、?實驗（時數）*或實習（天數）： 100天 </p><p>　?、?圖紙（幅面和張數）*： A4 </p><p>　?、?其他要求： 論文：15000字以上；外文翻譯：5000字以上

11、 </p><p>　　指導教師簽名： 年 月 日</p><p>　　學生簽名： 年 月 日</p><p>　　系（教研室）主任審批：

12、 年 月 日</p><p>　　300W功率因數校正器設計</p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　本論文研究的主要內容是300W有源功率因數校正器的設計，并針對其種類及控制方法進行比較和分析，最終以橋式整流器和升壓式變換器為主電路，采用單周期控制模式，降低輸入電流諧波，并使輸入

13、電流與電壓同相，達到提高功率因數的目的。</p><p>　　本論文提出的單周期控制有源功率因數校正器具有以下優(yōu)點：(1)結構簡單；(2)控制精度高；(3)響應速度快；(4)控制性能不受電源參數變化。</p><p>　　本論文針對如何改善交直流轉換器輸入端的電流波形、降低電磁干擾及設備容量、減少諧波成份與提高功率因數，提高電力能源使用效率等問題，以有源功率因數校正器為主要的研究對象，在深

14、入分析有源功率因數校正器原理的基礎上，在單周期控制方式上作了基礎性研究。主要內容為：</p><p>　　(1)枚舉各類功率因數校正器，包括其優(yōu)點、缺點及應用范圍。</p><p>　　(2)介紹單周期控制技術的一些優(yōu)點，具體闡述單周期控制技術在單相Boost結構APFC中的工作原理，推導出APFC單周期控制方程，給出實現這種控制的主要控制電路及穩(wěn)定條件。</p><p

15、>　　(3)分析基于IR1150的有源功率因數校正器的特點和其硬件電路的設計。</p><p>　　(4)最后在實現有源功率因數校正原理的基礎上，詳細分析了300W APFC變換器參數設計過程。包括主回路中高頻輸入電容、Boost升壓電感、輸出電容，以及控制電路中輸出電壓分壓電阻、過壓保護分壓電阻、頻率設定等若干參數的設計。</p><p>　　關鍵詞：功率因數；APFC；Boost

16、變換器；單周期控制；諧波</p><p>　　Design of the 300W Power Factor Correction </p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　The thesis discussed the design of the active power factor corrector

17、(APFC).Various types of APFC topologies and several control schemes are also discussed and compared. Finally, bridge rectifier and boost converter based “one-cycle control” mode is adopted. The main objective is to reduc

18、e the input current harmonics and to improve power factor.</p><p>　　The main advantages for the proposed corrector are simple structure, high control accuracy, quick response speed, and stable control perfor

19、mance.</p><p>　　In this thesis, how to improve the AC-DC converter input current waveform，reduce electromagnetic interference and equipment capacity, reduce the harmonic components and improve power factor,

20、improve energy efficiency in the use of electricity have been discussed. Besides, the basic principles of APFC has been in-depth analyzed, the “one-cycle control” mode is basically researched. The main results are as fol

21、lows:</p><p>　　1. Enumerate various types of PFC, including advantages, disadvantages, and theirs application ranges.</p><p>　　2. Introduce the advantages of “one-cycle control” technology. Elab

22、orate the “one-cycle control” technology in detail for the work principles of single-phase Boost structure in APFC. Derive the equations of “one-cycle control” APFC and this control is given to achieve the main control c

23、ircuit and the stability conditions.</p><p>　　3. The analysis of the IR1150 features and its circuit design.</p><p>　　4. Analysis of the 300W APFC converter parameter design process in detail, b

24、ased on the realization of the principle of active power factor correction, including high-frequency input capacitance, boost inductor, output capacitance in main circuit, and output voltage dividing resistor, overvoltag

25、e protection resistor divider, frequency setting etc. in control circuit.</p><p>　　Key Words: power factor; APFC; boost converter; one-cycle control; harmonic wave</p><p><b>　　目 錄</b&g

26、t;</p><p><b>　　主要符號表</b></p><p><b>　　1 緒 論1</b></p><p>　　1.1 研究背景1</p><p>　　1.2 研究意義2</p><p>　　1.3 國內外相關研究情況2</p><p

27、>　　1.3.1 國外相關研究情況2</p><p>　　1.3.2 國內相關研究情況2</p><p>　　2 功率因數校正原理4</p><p>　　2.1 功率因數與總諧波失真系數的定義4</p><p>　　2.2 功率因數校正電路簡介6</p><p>　　2.2.1 橋式整流電路6<

28、/p><p>　　2.2.2 功率因數校正電路的種類7</p><p>　　2.3 功率因數校正器8</p><p>　　2.3.1 無源功率因數校器8</p><p>　　2.3.2 有源功率因數校器9</p><p>　　3 單相單周期控制Boost結構APFC的工作原理12</p><p

29、><b>　　3.1 引言12</b></p><p>　　3.2 單周期控制Boost結構APFC12</p><p>　　3.2.1 Boost變換器功率級輸入輸出關系12</p><p>　　3.2.2 單周期控制的Boost結構APFC的工作原理14</p><p>　　4 單周期控制BOOST結構

30、APFC電路設計17</p><p>　　4.1 IR1150芯片功能17</p><p>　　4.2 300W-APFC電路主要參數的設計過程19</p><p>　　4.2.1 IR1150 APFC電路原理圖19</p><p>　　4.2.2 最大輸入功率和電流計算19</p><p>　　4.2.3

31、 主回路電路參數設計19</p><p>　　4.2.4 控制電路設計21</p><p>　　4.3 本章小結31</p><p><b>　　5 結 論32</b></p><p><b>　　參考文獻33</b></p><p><b>　　致

32、謝34</b></p><p>　　畢業(yè)設計（論文）知識產權聲明35</p><p>　　畢業(yè)設計（論文）獨創(chuàng)性聲明36</p><p>　　附錄1 IR1150 APFC電路原理圖37</p><p>　　附錄2 印制電路板圖38</p><p><b>　　主 要 符 號 表&l

33、t;/b></p><p><b>　?。汗β室驍?lt;/b></p><p><b>　?。嚎傊C波失真系數</b></p><p><b>　　：輸入電流</b></p><p><b>　?。狠斎腚妷?lt;/b></p><p>

34、<b>　?。狠斎腚妷河行е?lt;/b></p><p><b>　?。夯l率</b></p><p><b>　　：電源電流</b></p><p><b>　?。褐芷?lt;/b></p><p><b>　?。浩骄β?lt;/b></

35、p><p><b>　?。阂曉诠β?lt;/b></p><p><b>　　：位移系數</b></p><p>　?。狠斎腚娏髋c輸入電壓之間的相位差</p><p><b>　?。洪_關管固定頻率</b></p><p><b>　　：占空比</b

36、></p><p><b>　?。狠敵鲭妷?lt;/b></p><p><b>　?。弘姼写拍苻D化電壓</b></p><p><b>　?。弘娫措妷?lt;/b></p><p><b>　?。弘姼芯€圈</b></p><p><

37、;b>　?。弘娙?lt;/b></p><p><b>　?。洪_關導通時間</b></p><p><b>　　: 開關關斷時間</b></p><p><b>　　: 電感電流上升量</b></p><p><b>　　: 電感電流下降量</b&g

38、t;</p><p><b>　　:開關周期</b></p><p>　　: 整流后的輸出電流</p><p><b>　　: 等效電阻</b></p><p><b>　　:輸出電流檢測電阻</b></p><p><b>　　:基準電壓&l

39、t;/b></p><p><b>　　: 開啟電壓</b></p><p><b>　　:最大輸入功率</b></p><p>　　:最大交流輸入電流有效值</p><p>　　:輸入交流電流峰值電流</p><p><b>　　:最大輸入平均電流</

40、b></p><p><b>　　:高頻輸入電容</b></p><p><b>　　:電感電流紋波系數</b></p><p>　　: 輸入高頻電容上的最大電壓紋波系數</p><p>　　:最小輸入電壓的峰值電壓</p><p><b>　　:最大過載峰值

41、電流</b></p><p><b>　　:過載系數</b></p><p><b>　　:電感量</b></p><p><b>　　:輸出電容</b></p><p><b>　　:自流增益</b></p><p>

42、<b>　　:檢測電阻最大電壓</b></p><p><b>　　:檢測電阻功耗</b></p><p><b>　　:峰值保護電流</b></p><p><b>　　:軟啟動時間</b></p><p>　　:輸入平均電流瞬時值</p>

43、<p><b>　　:關斷占空比</b></p><p>　　:輸入電網電壓的瞬態(tài)相位角</p><p>　　:輸入電網電壓有效值</p><p><b>　　:輸入平均電流峰值</b></p><p><b>　　1 緒 論</b></p><

44、;p>　　功率因數是衡量電器設備性能的一項重要指標。功率因數低的電器設備，不僅不利于電網傳輸功率的充分利用，而且往往這些電器設備的輸入電流諧波含量較高。實踐證明，較高的諧波會沿輸電線路產生傳導干擾和輻射干擾，影響其它用電設備的安全經濟運行。如對發(fā)電機和變壓器產生附加功率損耗，對繼電器、自動保護裝置、電子計算機及通訊設備產生干擾而造成誤動作或計算誤差。因此，防止和減小電流諧波對電網的污染，抑制電磁干擾，已成為全球性普遍關注的問題。國

45、際電工委與之相關的電磁兼容法規(guī)對電器設備的各次諧波都做出了限制性的要求，世界各國尤其是發(fā)達國家已開始實施這一標準。</p><p><b>　　1.1 研究背景</b></p><p>　　開關電源功率因數校正技術作為電源的一門新興技術，其作用和重要性已得到廣泛的認同，他的控制技術一般包括以下幾種方法，包括單周期控制、電荷控制、非線性載波控制、線性峰值電流控制和輸入電

46、流整形技術等。由于單周期控制技術具有結構簡單、控制精度高、響應速度快，控制性能不受電源參數變化影響等優(yōu)點故得到廣泛應用。單周期控制技術是一種大信號、非線性PWM 控制技術，其基本控制思想是保證在每一個開關周期中開關變量與控制參考量相等或成比例。提高功率因數，開發(fā)新型高功率因數變流器是節(jié)省能源、提高電能質量、保證電力系統(tǒng)安全穩(wěn)定運行的要求。針對諧波污染，為了限制諧波的危害，提高功率因數，國際上已有各種規(guī)定，主要包括無源功率因數校正和有源功

47、率因數校正。因為無源功率因數校正它的效率只有70%左右，有源功率因數校正可達到99%以上，所以本系統(tǒng)采用有源功率因數校正來提高用電效率，在用電設備中普遍使用單周期PFC技術來提高功率因數、提高效率，減少電源整機成本，廣泛應用于計算機，家電的穩(wěn)壓電源部分，對于提高產品的競爭力具有十分重要的意義。</p><p>　　單周期控制技術是一種大信號、非線性PWM控制技術，其基本控制思想是保證在每一個開關周期中開關變量與控

48、制參考量相等或成比例。它具有結構簡單、控制精度高、響應速度快，控制性能不受電源參數變化影響等優(yōu)點?；趩沃芷诳刂萍夹g的開關變換器能在每個開關周期抑制輸入電壓波動并且平均電流能快速跟蹤控制參考量，且不受負載電流的約束，即使負載電流有很大的諧波也不會使輸入電流發(fā)生畸變。非常適合用在功率因數校正(PFC)電路中。</p><p><b>　　1.2 研究意義</b></p><

49、p>　　諧波的污染和危害已經引起世界各國的廣泛關注，為了使電力系統(tǒng)和電器設備安全運行，必須治理諧波。諧波的治理的意義還在于其對電子技術的自身發(fā)展的影響，因為電力電子設備所產生的諧波污染已阻礙了電力電子技術的發(fā)展，這迫使電力電子領域的研究人員對電力諧波經行研究并尋求治理的方法?，F在人們提出的“綠色”電源，“綠色”照明等，無諧波就是“綠色”的標志之一。為了減少諧波危害，國際電工委員會（IEC）也制定了許多關于電磁兼容的國際標準。所以對

50、電力系統(tǒng)諧波污染的治理，已成了電工科學領域內迫切解決得問題之一。提高功率因數，實際上就是抑制在電網中的抑制諧波電流分量，諧波分量的產生的主要原因是開關電子器件在使用時，使電路中電流的波形發(fā)生改變，變成脈沖狀，在電路中出現0功率時段，降低了電能的利用效率，也會使通訊設備產生誤動作，是故采用有源功率因數校正的方法，達到校正電流波形，減少諧波分量，提高功率的目的。</p><p>　　1.3 國內外相關研究情況<

51、/p><p>　　1.3.1 國外相關研究情況</p><p>　　目前國際上使用了單周期功率因數校正的芯片只有兩種，分別是2003年英飛凌推出來的ICEIPCS01和2005年IR公司推出的IR1150S都可作為300WPFC電路，不同的是前者采用前沿調制方式，后者采用后沿調制技術，（電路中時鐘信號是開關管開通的控制信號稱為后沿調制，反之為前沿調制）使用方式基本相同，都是一種既可以通過檢測電

52、感電流又可以只檢測開關管電流來實現PFC功能的峰值電流控制模式的功率因數校正芯片。</p><p>　　高功率因數校正器的研究目前正處于發(fā)展階段，今后的發(fā)展方向是新的拓撲結構和新的控制策略研究。拓撲結構應盡量簡單、可靠，且具有一種結構多種用途的特點。新的控制策略的應用離不開數字化技術，隨著半導體技術的飛速發(fā)展，高性能的DSP芯片、專用的矢量轉換芯片的不斷涌現，為數字化技術的應用提供了堅實的硬件基礎，這樣，一些先進

53、的控制方法和技術，如模糊控制、神經網絡控制、多電平整流技術、空間矢量調制、無差拍控制、滑模變結構控制、基于魯棒非線性大信號方法控制等都可以應用到整流器的控制中，這些方法和技術的采用將會進一步提高APFC的功率因數和性能。</p><p>　　1.3.2 國內相關研究情況</p><p>　　在國內，現在提出了一種“綠色”開關電源的拓撲方案，前級為無輔助換流軟開關Boost功率因數校正電路，

54、其控制采用單周期控制方案，后級主電路為一種新型的零電壓零電流(ZVZCS)移相全橋DC/DC變換器。單周期控制的單相功率因數校正技術，現在己經完成了300W的單相Boost功率因數校正器的實驗樣機的研制與調試。</p><p>　　總之，成本低、結構簡單、容易實現的，并且具有軟開關性能、高響應速度、低輸出紋波的高功率因數變換器是未來的研究方向。現有的有源功率因數校正技術給電器設備帶來的附加成本及其復雜性極大地限制

55、著這一技術的廣泛應用，一個典型的例子就是高功率因數電子鎮(zhèn)流器帶來的過高的成本極大地妨礙了這個產品的推廣應用。因此，高性能、低成本的功率因數校正技術具有極大的市場潛力相應用前景。這促使了各種高性能、低成本的PFC技術的研究。</p><p>　　2 功率因數校正原理</p><p>　　本章中，將先定義功率因數與總諧波失真系數(Total Harmonic Distortion, THD)，

56、再分析功率因數校正器的種類及控制策略。</p><p>　　2.1 功率因數與總諧波失真系數的定義</p><p>　　由于功率因數校正器主要的功能是改善功率因數與總諧波失真系數，因此在這先定義PF與THD。</p><p>　　圖2.1 橋式整流器的電源電壓與電流波形</p><p>　　如圖2.1所示，輸入電流Is可以用傅立葉級數展開成一

57、個基本波is1和其它各階諧波的總和。由圖2.1可知，若輸入電壓vs為一標準的正弦波，則輸入電壓vs為：</p><p><b>　　(2.1)</b></p><p>　　其中，Vs為vs的有效值，為基波頻率，且設電源電流is無直流成份，則is為：</p><p><b>　　(2.2)</b></p>&l

58、t;p>　　其中，ish為第h次諧波，is可進一步表示為：</p><p><b>　　(2.3)</b></p><p>　　其中，Is1為is1的有效值，Ish為ish的有效值，為vs與is1之間的相位差，h為vs與ish之間的相位差，h為h次頻，則is的有效值為：</p><p><b>　　(2.4)</b>

59、</p><p>　　其中T為周期，又因：</p><p><b>　　(2.5)</b></p><p>　　其中，與為正整數，將(2.5)代入(2.4)化簡可得：</p><p><b>　　(2.6)</b></p><p>　　失真電流成份可由(2.2)式求得：<

60、;/p><p><b>　　(2.7)</b></p><p><b>　　其有效值為：</b></p><p><b>　　(2.8)</b></p><p>　　對于畸變非正弦電流波形，通常用總諧波失真(Total Harmonic Distortion，THD)表示其波形扭曲

61、的程度。在此定義THD為：</p><p><b>　　(2.9)</b></p><p>　　根據電工學的基本理論，功率因數（PF）定義為平均功率（P）與視在功率（S）的比值，用公式表示為：</p><p><b>　　(2.10)</b></p><p>　　平均功率P可由定義求得：</p

62、><p><b>　　(2.11)</b></p><p>　　其中，T為周期，且由(2.5)式可知，只有基波電流對實際功率有所貢獻，故平均功率（P）為：</p><p><b>　　(2.12)</b></p><p>　　視在功率S的定義為：</p><p><b>

63、;　　(2.13)</b></p><p>　　其中，IS為輸入電流is的有效值。因此PF值為：</p><p><b>　　(2.14)</b></p><p>　　(2.14)式中，定義位移系數(Displacement Power Factor，DPF)為：</p><p><b>　　(2.

64、15)</b></p><p>　　因此，(2.14)式可改寫為：</p><p><b>　　(2.16)</b></p><p>　　由(2.9)與(2.16)式知，PF也可表示為：</p><p><b>　　(2.17)</b></p><p>　　從(2

65、.14)式可知，導致功率因數下降的原因有兩個，一是電源輸入電流is具有諧波成分，使得Is1/Is比值降低，二是電源輸入電流is基波is1與電源輸入電壓vs之間的相位差，相位差越大，cos的值越低。因此要提高功率因數，必須降低電源輸入電流的諧波以及使基波電流與基波電壓的正弦波保持同相。</p><p>　　2.2 功率因數校正電路簡介</p><p>　　2.2.1 橋式整流電路</p

66、><p>　　傳統(tǒng)的交/直流轉換器如圖2.2所示。</p><p>　　圖2.2 傳統(tǒng)的交/直流轉換器</p><p>　　分析了解功率因數的意義后，如何提高功率因數及實際應用將是本節(jié)的目的。在眾多的電子產品中只要是直流輸出的幾乎都會用到橋式整流。其構造為四個二極管外加上一個大濾波電容。</p><p>　　一般來說，電源輸出端為得到更好的穩(wěn)壓效

67、果必然加大電容值，所以此方法雖低成本、結構簡單、無需控制，但是一味增加電容值會造成二極管導通的時間變得更短，加上電流只在峰值電壓時才導通，使得輸入電流波形更加尖銳且呈現脈波狀，如圖2.3，連帶也提高了諧波成分。</p><p>　　圖2.3 橋式整流后的線電壓、線電流波形</p><p>　　2.2.2 功率因數校正電路的種類</p><p>　　圖2.4 功率因數

68、校正電路分類</p><p>　　功率因數校正電路的主要作用是使輸入電流與電壓相位同相，使負載近似于電阻性。若依使用元件來分類，可分為被動式功率因數校正和主動式功率因數校正。由圖2.4可以清楚了解功率因數校正電路的分類。</p><p>　　2.3 功率因數校正器</p><p>　　2.3.1 無源功率因數校器</p><p>　　如圖2.

69、5(a)至(c)所示，無源功率因數校正器是通過在輸入端插入電感、電容等無源元件來改善電流波形，以提高功率因數。低通濾波器型式無源功率因數校正電路有LC與π型兩種，其原理如下：</p><p>　　1.當電源負載為非線性負載，如電感性負載或電容性負載時，電源輸入端的電流波形會產生相位差，使得功率因數降低，此時，可利用電容/電感所具有的電流相位滯后/超前的特性，對電流波形加以補償，減少相位差，從而提高功率因數。<

70、;/p><p>　　2.若輸入電流波形為畸變波形時，可用電容及電感所組成的濾波器濾除高次諧波，留下基波，以提高功率因數。</p><p>　　無源功率因數校正器結構簡單、成本低、可靠性高。但缺點很明顯：</p><p>　　(1)無源濾波器可視為儲能網絡，向整流器提供的瞬時能量較大，這增加了無源器件的體積和重量。(2)電路工作時，電感與電容間有較大的充放電電流，峰值電流

71、較高，對器件要求高且易造成交流電流失真；峰值電流較大使電源效率降低。(3)運行情況受系統(tǒng)阻抗的影響，若不使用調諧電抗器，很可能會與系統(tǒng)電抗產生并聯(lián)諧振。(4)PF值較低，輸入電壓范圍窄，只能提供短的保持時間，而且輸出電流含低頻紋波。</p><p>　　圖2.5(a) 僅用電感濾波的無源功率因數校正器結構框圖</p><p>　　圖2.5(b) 用LC型濾波的無源功率因數校正器結構框圖&l

72、t;/p><p>　　圖2.5(c) 用π型濾波的無源功率因數校正器結構框圖</p><p>　　綜合以上可知，以無源器件來改善PF值的效果有限，且體積與重量均無法滿足講究輕、薄、短、小的新一代電源的要求，因此工作在高頻的有源功率因數校正器近幾年廣泛應用并發(fā)展。</p><p>　　2.3.2 有源功率因數校器</p><p>　　有源功率因數校

73、正器(Active Power Factor Correction)屬于控制電路上的主動式開關，使輸入電流能跟隨正弦參考電壓波形，而不是一種畸變電流形式。</p><p>　　有源功率因數校正器按電路連接形式可分為兩類：一類是功率因數電路并聯(lián)在輸入級和負載中間，稱為并聯(lián)有源電力濾波器(Active Power Line Conditioners，APLC)，其方塊圖如圖2.6所示。</p><

74、p>　　另一類則是功率因數電路串聯(lián)在輸入級和負載中間，稱為串聯(lián)式有源功率因數校正器，如圖2.7所示，本論文所研制的有源功率因數校正器即為串聯(lián)式APFC。</p><p>　　圖2.6 并聯(lián)式APLC方塊圖</p><p>　　圖2.7 串聯(lián)式APFC電路方塊圖</p><p>　　有源功率因數校正器按切換開關的數量可分為兩類：雙級式與單級式。雙級式如圖2.8所

75、示，具有兩個切換開關，包含兩個獨立的能量轉換過程，是兩級電路串聯(lián)而成。前級為功率因數校正級，使輸入電流波形追隨輸入電壓波形，兩者同相且成比例，輸入阻抗成電阻性。后級為DC/DC轉換器，用以穩(wěn)定輸出電壓。</p><p>　　雙級式電路具有高功率因數、輸入電流無高次諧波、輸出穩(wěn)壓等優(yōu)點。但其缺點是增加的開關管和控制電路增加了成本。故雙級式電路不適用于低功率領域應用。</p><p>　　圖2

76、.8 雙級式電路</p><p>　　單級式如圖2.9 所示，由雙級式合并而成，采用組件移位法或同步切換技術，在不影響每一級工作的原則下，將功率因數校正級與輸出穩(wěn)壓級合并為單一切換開關的電力轉換器。組件移位法是指將電力轉換器中的電壓源、切換開關及電容等組件，在不影響電路動作的原則下，移動組件相對位置，逐步拉近前后級電路彼此間的電壓源、切換開關及電容，使其能互相取代。</p><p>　　圖

77、2.9 單級式電路</p><p>　　在雙級PFC電路中的輸入電感主要是由輸入電流最大紋波和PFC級的占空比來決定的，而在單級PFC電路中主變壓器不僅是PFC電路的輸入電感，而且還用來儲存能量。在單級PFC中，由于DC/DC級工作在電流連續(xù)模式（CCM），占空比不隨負載變化。當負載變輕時，輸出功率減少，PFC級輸入功率Pin卻沒有這么快的變化。這樣，充入儲能電容的能量將大于從儲能電容抽走的能量，導致儲能電容電壓

78、上升；如果輸入阻抗較小，儲能電容電壓會急劇上升以維持輸入功率和輸出功率的平衡。</p><p>　　其次，單級PFC電路儲能電容上的電壓變化范圍比較大，在輸入電壓低的時候，儲能電容上的電壓比較低；在輸入電壓高的時候，儲能電容上的電壓比較高，因此，對于相同的輸出功率等級來說，單級PFC電路中所需的儲能電容比雙級PFC電路要大很多，儲能電容上的電壓應力也要大很多。儲能電容電壓由輸入功率控制，而不受輸入電壓和輸出負載的

79、控制。</p><p>　　再次，在雙級PFC變換器中，PFC開關管承受PFC級的電流，DC/DC變換器的開關管承受DC/DC級的電流。而在單級PFC變換器中只使用了一個開關管，它要同時承受PFC級和DC/DC級的電流，因此承受的電流應力更高，管子的損耗和尺寸更大。另外與雙級PFC電路相比，單級PFC電路中儲能電容上的電壓比較高，因此管子上的電壓應力也比較高。</p><p>　　單級PF

80、C電路中元器件的應力等問題，使得它的最大輸出功率受到限制。一般說來，單級PFC電路適用于低功率的功率因數校正電路中，本文中PFC電路的輸出功率要求為300W，比較適合采用單級PFC電路。</p><p>　　3 單相單周期控制Boost結構APFC的工作原理</p><p><b>　　3.1 引言</b></p><p>　　傳統(tǒng)的單相Boo

81、st結構有源功率因數校正應用在較大功率電路中，采用平均電流控制模式時，為了達到功率因數校正和輸出電壓的穩(wěn)定，往往設置了電壓和電流二個反饋環(huán)，在實際電路中需要檢測輸入電壓、輸出電壓和電感電流，并且需要乘法器來實現，因此電路結構復雜、成本高，而且復雜運算又會產生比較大的延時。單周期控制技術則不需要檢測輸入電壓，也不需要乘法器，控制電路簡單。運用單周期控制理論的有源功率因數校正電路，除了具有傳統(tǒng)控制方法的優(yōu)點外(控制環(huán)的穩(wěn)定性，誤差校正功能等

82、)，還具有單周期控制技術的一些優(yōu)點。本章將具體闡述單周期控制技術在單相Boost結構APFC中的上作原理，推導出APFC單周期控制方程，給出實現這種控制的主要控制電路及穩(wěn)定條件，為單周期控制理論在實際APFC電路中的應用提供理論依據。</p><p>　　3.2 單周期控制Boost結構APFC</p><p>　　3.2.1 Boost變換器功率級輸入輸出關系</p>&l

83、t;p>　　圖3.1中開關管S上作在固定頻率，在一個開關周期中的S的開關狀態(tài)為：</p><p>　　其中為開關周期，D為占空比。</p><p>　　圖3.1 Boost變換器電路原理圖</p><p>　　為了分析穩(wěn)態(tài)特性，簡化推導公式的過程，特作如下的幾點假設：</p><p>　　(1)開關管S和二極管Diode均為理想元件。也

84、就是他們可以瞬間“導通”和“截止”，而且“導通”時壓降為零，“截止”是漏電流為零；</p><p>　　(2)電感和電容是理想器件。電感上作在線形區(qū)而未飽和，寄生電阻為零，電容的等效電阻為零；</p><p>　　(3)輸出電容足夠大，紋波小到可以忽略，輸出電壓Vo 可近視為一恒定值；</p><p>　　(4)電感電流工作在連續(xù)電流模式。</p>&

85、lt;p>　　圖3.2 Boost變換器電路工作過程</p><p>　　當開關管S開通時，等效電路如圖3.2 (a)，電流流過電感線圈L，電感電流線性增加，電能以磁能的形式儲存在電感線圈L中，同時電容C放電，R上流過電流Io, R兩端為輸出電壓Vo，極性為上正下負，此時的二極管承受反壓而關斷。開關管S關斷時，等效電路如圖3.2 (b)，線圈為了保持電感電流不變，其兩端極性反轉，此時電感里的磁能轉化成的電壓

86、與電源電壓串聯(lián)，以高于Vo電壓向電解電容C和負載R供電。圖3.3是Boost轉換器中的電感電壓和電流波形。</p><p>　　設開關導通時間：，開關關斷時間：在開關管開通期間，電感電流線性上升，其上升量為：</p><p><b>　　(3.1)</b></p><p>　　當開關管關斷時，電感電流線性下降，其下降量為：</p>

87、<p><b>　　(3.2)</b></p><p>　　在穩(wěn)態(tài)時這兩個電流變化量絕對值相等，所以得：</p><p>　　圖3.3 Boost轉換器中的電感電壓和電感電流波形</p><p>　　簡化得到Boost變化器的輸入輸出關系：</p><p><b>　　(3.3)</b>

88、</p><p>　　3.2.2 單周期控制的Boost結構APFC的工作原理</p><p>　　圖3.4是用Boost電路實現有源功率因數校正的電路圖，其電路控制目標為：通過合適變量的控制，使電網提供給電路的電流與電網電壓同相位且波形相同，即整流橋整流后的輸出電流與其輸出電壓相位相同且波形相同，從而保證了電網輸出電流是正弦波。在穩(wěn)態(tài)時，從整流橋輸出看它所接的電路，可以看作一純電阻時，就

89、達到了控制目的。此時對于電源來說，可以用一個等效電阻來模</p><p>　　擬整個整流橋以后的所有電路，把它設置為Re，則控制目標可表示為：</p><p><b>　　(3.4)</b></p><p>　　把(3.3)式和(3.4)式合并得到：</p><p><b>　　(3.5)</b>&

90、lt;/p><p>　　將(3.5)式兩邊同時乘（表示輸出電流檢測電阻），并令：</p><p>　　于是得到了APFC的控制方程為：</p><p><b>　　(3.6)</b></p><p>　　在每個開關周期中，如果占空比占滿足(3.6)式，那么(3.4)式也就同樣滿足。電網提供的電流與電網電壓同頻同相位，所以實現

91、了功率因數校正的目的。如果在每一個開關周期中，對(3.6)式兩邊進行積分，積分時間常數為開關周期Ts，得到：</p><p><b>　　(3.7)</b></p><p>　　根據假設，在一個開關周期中，可以認為和的值保持不變，且,(3.7)式可簡化為：</p><p><b>　　(3.8)</b></p>

92、<p>　　圖3.4 單周期控制的Boost結構APFC電路圖</p><p>　　經過轉換，把控制方程變換成了(3.8)式，該方程可用圖3.4所示的電路來實現。該基本電路由以下幾個主要部分組成：一個PI調解器、一個積分復位器、一個比較器、一個RS觸發(fā)器、一個時鐘信號發(fā)生器和一個驅動放大器。工作過程如下：輸出電壓的取樣值和基準電壓比較后的差值經過PI調解器得到,(加PI調解器是為了得到一個穩(wěn)定的輸出

93、電壓)。當時鐘脈沖到來時，RS觸發(fā)器Q端被置位高電平，主回路開關管S導通，電壓加到電感L兩端，電感電流開始線性上升，電感儲存能量；端此時為低電平，積分器對誤差輸入信號進行積分；同時通過減法器相減，其差值和積分器的輸出進行比較，當積分器的輸出值達到與的差值時，比較器輸出為高電平使RS觸發(fā)器復位，Q端輸出低電平，主回路開關管S關斷，同時端此時為高電平，積分器復位，同時電感L電流線性下降，電感向負載和輸出電容釋放能量，這種狀態(tài)一直持續(xù)到下一個

94、時鐘脈沖的上升沿到來再重復上一周期的過程。具體的對應波形如圖3.5所示。因此，此控制電路在每個開關周期中都滿足(3.8)式，從而也滿足(3.4)實現了電網輸出電流和電壓同相位，且為正弦波。</p><p>　　圖3.5 單周期控制電路的工作波形</p><p>　　4 單周期控制BOOST結構APFC電路設計</p><p>　　4.1 IR1150芯片功能<

95、/p><p>　　IR1150是一款工作在連續(xù)模式固定頻率Boost結構有源功率因數校正芯片。它包括電流內環(huán)和電壓外環(huán)，電流環(huán)采用了內嵌式的輸入電壓信號，通過脈寬調制調節(jié)與輸入電壓相關的占空比，使輸入平均電流跟隨輸入電壓且為正弦波，只要工作在連續(xù)模式，這種關系就能維持。如果Boost電感值不夠大，轉換器又工作在輕載，電流波形在過零時會有一定的畸變，這種畸變會引起電流諧波，但這些諧波還是能滿足D類標準EN61000-3

96、-2，所以作為產品應用不是問題。輸出電壓環(huán)控制Boost變換器的輸出電壓，且能保證輸出電壓穩(wěn)定。IR1150管腳如下：</p><p>　　圖4.1 IR1150管腳圖</p><p>　　腳1(COM)接地端。</p><p>　　腳2(FREQ)頻率設定端。該引腳通過接地電阻設定芯片工作頻率，設定范圍為50～200 kHz。</p><p&g

97、t;　　腳3(ISNS)電流反饋輸入端。該引腳接收電感電流檢測信號并提供峰值電流限制功能。該引腳上接收的是檢測電阻上的負電壓，該電壓反映了電感電流的變化。    腳4(OVP/ENA)輸出電壓采樣輸入端。用于過壓保護和“休眠模式”使能。當該引腳電壓高于105.5%VREF腳8驅動輸出將被強制關閉。當該引腳電壓降低到0.62 V以下，芯片進入電流消耗僅為200mA的“休眠模式”。   

98、  腳5(COMP)電壓環(huán)誤差放大器輸出端。該引腳經過外部阻容電路接地，構成電壓環(huán)路補償電路。若出現輸出空載以及輸出電壓過低的情況，該引腳將被強制置為低電平。</p><p>　　腳6(VFB)輸出電壓反饋端。電壓環(huán)誤差放大器反向輸入端，輸出電壓經過電阻分壓后接入該引腳，通過該引腳的作用來控制電路輸出電壓。腳8(GATE)芯片驅動輸出端可以提供最高1.5A的輸出電流。</p><p&

99、gt;　　腳7(VCC)芯片供電端。</p><p>　　腳8(GATE)驅動輸出端。</p><p>　　此芯片還具有如下的功能來保證實際應用電路的可靠性。</p><p><b>　　(1)軟啟動功能</b></p><p>　　由于APFC變換器的輸出電解電容值往往比較大，電路在啟動時相當于短路，沖擊電流很大，此時

100、Boost電感容易進入飽和，如果這時芯片進入正常占空比調節(jié)狀態(tài)，那么因為這時輸出電壓還沒有建立起來，電壓反饋回路勢必讓芯片輸出最大的占空比去開通Boost回路功率開關管，開關管會因流過過大的電流而容易損壞。IR1150會檢測輸出電容上的電壓，當輸出電壓達到一定值（20%Vout）時，驅動才有輸出，且此時的驅動信號的占空比是受限的(占空比很小)，從而實現了軟啟動功能，避免了開關管在啟動時流過過大的電流，并且軟啟動時間可以通過外接電容來設置

101、。</p><p>　　(2)芯片欠壓保護功能</p><p>　　欠壓保護功能通過監(jiān)測芯片供電電壓VCC來實現的，只有VCC的電壓到達開啟電壓VCC_ON時，驅動才有輸出，當VCC的電壓低于VCC_UVLO時，輸出關斷，這樣可保證有足夠驅動電壓使Boost功率管飽和導通。</p><p>　　(3)Boost電壓環(huán)開環(huán)和輸出過壓保護功能</p>&l

102、t;p>　　當電壓反饋環(huán)路被斷開時，芯片將停止工作，避免了在開環(huán)時輸出電壓過高而引起電路的災難性失效。過壓保護點可根據電路的需要自行設定，可防止輸出電壓瞬時過沖，如果輸出電壓超過了過壓保護點，就沒有驅動輸出，直到輸出電壓恢復到正常值，芯片又會進入正常上作狀態(tài)。</p><p>　　(4)Boost電壓輸出欠壓保護</p><p>　　當輸出電壓降到正常值的50%時，控制器關斷。<

103、;/p><p><b>　　(5)過流保護</b></p><p>　　通過檢測上的電壓來進行電流檢測，以防止過載等引起的大電流保護。</p><p>　　IR1150的另一個特點是它可以工作在“睡眠”狀態(tài)，處于這種狀態(tài)時，IC內部的功能電路都不工作，此時IC只需要200的靜態(tài)電流，這個功能可以降低整個電路的待機功耗。只要把IC的第四腳(OVP腳)

104、的電壓拉低到0.62V以下，芯片就進入待機模式。另外，IC提供了足夠的驅動能力(1.5A驅動電流)去有效的開關Boost電路中像Mosfet這樣的功率開關管。</p><p>　　4.2 300W-APFC電路主要參數的設計過程</p><p>　　這節(jié)將詳細介紹用IR1150控制芯片設計一個連續(xù)模式的單相Boost結構APFC電路，另外討論了一些電路設計過程中的折中原則。</p&g

105、t;<p>　　4.2.1 IR1150 APFC電路原理圖</p><p>　　見附錄1原理圖。由IR1150構成的APFC電路有兩個反饋控制環(huán),輸入電流環(huán)使DC/DC變換器輸入電流與全橋整流電壓波形及相位相同；輸出電壓環(huán)使DC/DC變換器輸出端為一個直流穩(wěn)壓源。IR1150電源供電部分的輸入由變壓器次級繞組提供。電壓控制環(huán)由IR1150的5，6腳、取樣電阻、PI控制網絡等外圍電路構成，用于控制輸

106、出電壓使其保持恒定。內部電流控制環(huán)由IR1150的2腳和相應的外圍電路構成，用于調整Boost變換器的輸出脈寬，以保證電流與輸入交流電壓的相位一致。</p><p>　　4.2.2 最大輸入功率和電流計算</p><p>　　APFC變換器的設計基于：即使在最小輸入電壓時，也要保證有最大功率輸出先假設在低輸入電壓時，PF為0.98，效率為92%</p><p>　　

107、則在最小輸入電壓時，得到最大輸入功率為：</p><p><b>　　(4.1)</b></p><p>　　最大交流輸入電流有效值為：</p><p><b>　　(4.2)</b></p><p>　　假設輸入電流為正弦波，那么輸入交流電流的峰值電流為：</p><p>

108、<b>　　(4.3)</b></p><p>　　基于輸入電流波形為正弦波，得到最大輸入平均電流：</p><p><b>　　(4.4)</b></p><p>　　4.2.3 主回路電路參數設計</p><p>　　(1)高頻輸入電容的計算</p><p><b&

109、gt;　　(4.5)</b></p><p>　　為電感電流紋波系數(在這個設計中設定為20%) , r為輸入高頻電容上的最大電壓紋波系數()，一般取3%-6%之間，這里取4.5%，又因,，代入(4.5)得到：</p><p><b>　　(4.6)</b></p><p>　　取，這個電容取高質量的高頻薄膜電容，額定電壓要高于最高

110、輸入峰值電壓，但電容取值不能太大，以免使輸入電流波形在過零點時發(fā)生畸變，影響THD。此電容還可以作為EMI的濾波電容，在線路板排板時，盡量靠近高頻環(huán)路，以濾除高頻分量。</p><p>　　(2)Boost電感L的設計</p><p>　　BOOST變換器的最大占空比發(fā)生在最小輸入電壓，在輸入最小電壓的峰值時，為了保證同樣的輸出功率，這時BOOST電感電流最大。最小輸入電壓的峰值電壓為：&

111、lt;/p><p><b>　　(4.7)</b></p><p><b>　　此時的占空比為：</b></p><p>　　(4.8) </p><p>　　假設電感電流的紋波電流為峰值的20%為：</p><p><b>　　(4.

112、9)</b></p><p>　　于是得到Boost電感最大過載峰值電流為：</p><p>　　(4.10) </p><p>　　其中為過載系數(=10% )</p><p><b>　　得到電感量L為：</b></p><p><b>　　(4.11)</b

113、></p><p>　　是基于假設電感電流紋波為20%，這是一種折中的假設，小的電感紋波電流，有利于減少輸入電流波形的畸變，減少輸出電容的高頻紋波，降低開關管的峰值電流，對EMI都有好處。不過在設計電感時必須注意，所選的磁芯在峰值電流時不能飽和，所以要選擇大一號的磁芯。相反，如果允許的電感紋波電流大時，所需的電感量就小，可選的磁芯就可以小一點，可對上述提到的方面都有不利影響。所以在設計電感時，我們必須考慮它

114、的性價比，這是成本和性能的一種折衷。</p><p>　　(3)輸出電容的計算</p><p>　　APFC變換器輸出電容的設計是基于輸出電壓的維持時間，一個合適的設計，輸出電容的紋波電壓和紋波電流不是問題。一般來說，PFC輸出電容為每瓦到，這里輸出電容以保證維持時間來設計為：</p><p><b>　　(4.12)</b></p>

115、;<p>　　在實際電路應用時，我們必須考慮電容值的最大誤差一般為-20%的情況，保證輸出電壓的維持時間，電容值要滿足下式：</p><p>　　取標準值1/450V。</p><p>　　4.2.4 控制電路設計</p><p>　　(1)輸出電壓分壓電阻設計</p><p>　　輸出電壓經過三個電阻,和分壓取樣，為了降低整個

116、分壓電阻的功耗，滿足待機功耗的要求和提高整個電路的效率，這些電阻值盡可能選的大。但在實際電路中，這些電阻也不能太大，要有足夠的輸入偏置電流保證誤差放大器的輸出。折中的選法取總值為。取相同的阻值，以使兩個電阻承受相同的電壓，且承受的電壓必須在它們的額定電壓范圍之內（因為輸出電壓為380V，取額定電壓為250V的電阻），為了使輸出電壓的誤差最小，這些電阻選精度的。,1%精度</p><p>　　因為輸出電壓設計為38

117、0V，參考電壓為 7V，由下式決定為：</p><p><b>　　(4.13)</b></p><p>　　取標準阻值。計算得到實際的輸出電壓為：</p><p><b>　　(4.14)</b></p><p>　　分壓電阻上的功耗為：</p><p><b>