單相功率因數(shù)校正電路設計【畢業(yè)論文】

1、<p>　　本科畢業(yè)設計(論文)</p><p><b>　　(201 屆)</b></p><p>　　論文題目 單相功率因數(shù)校正電路設計 </p><p>　　(英文) Single-phase power factor correction circuit design</p><p>　　所在

2、學院 電子信息學院 </p><p>　　專業(yè)班級 電氣工程及其自動化 </p><p>　　學生姓名 學號 </p><p>　　指導教師 職稱 </p><p>　　完成日期 年

3、 月 日</p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　電力電子技術的飛躍發(fā)展不僅給人民的生活帶來了極大便利，同時也帶來了一些新的問題。其中，一般的電力電子裝置將電網(wǎng)電壓經(jīng)過整流電路轉(zhuǎn)換成直流，而常用的二極管整流電路輸入電流畸變嚴重，包含大量的諧波分量。為了解決電力電子裝置的整流電路所帶來的諧波污染問題，必須減小整流電路的總諧波畸變率

4、，提升他的功率因數(shù)值。要想減少輸入電流的總諧波畸變率，一般就會在電路中采用無源或有源的功率因數(shù)校正技術，其中有源功率因數(shù)校正技術的性能更好，效果也更加明顯。</p><p>　　本電源分作功率因數(shù)校正與DC-DC變換器兩部分，均以PWM調(diào)制方式為基本工作方式。功率因數(shù)校正控制電路采用以L6561為核心的有源功率因數(shù)校正專用控制電路，電路結構簡單。通過適當?shù)碾娐方M合，電源在220V交流輸入時，達到了36V輸出電壓3

5、A以上輸出電流的要求。電源的功率因數(shù)達到了96%以上，效率較高，開關電源的輸出噪聲和紋波電壓遠小于選題中的要求，電源質(zhì)量指標極高。作品達到了題目的基本要求和擴展要求的功能。</p><p>　　關鍵詞：功率因數(shù)校正；穩(wěn)壓；DC-DC變換 </p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　The rapid develo

6、pment of power electronics technology is not only people's lives has brought great convenience, it also brings some new problems.Among them, the power electronic devices in general grid voltage after the rectifier ci

7、rcuit to convert DC diode rectifier circuit input current distortion, contains a large number of harmonic components.In order to solve the harmonic pollution problems brought about by the rectifier circuit of the power e

8、lectronic devices, you must reduce the total har</p><p>　　This power divided power factor correction and DC-DC converter are a PWM method as the basic work.Power factor correction control circuit uses active

9、 power factor correction as the core of the L6561 dedicated control circuit, a simple circuit structure.Through an appropriate combination of the circuit, power supply 220V AC input, to achieve the requirements of the 36

10、V output voltage 3A of output current.The power factor of more than 96% higher efficiency, output noise and ripple voltage of the s</p><p>　　Keywords: power factor correction; regulator; DC-DC conversion<

11、/p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　1　引言1</b></p><p>　　1.1 PFC技術現(xiàn)狀1</p><p>　　1.2 PFC應用現(xiàn)狀4</p><p>　　1.3 PFC應用前景5</p><p>　

12、　2　系統(tǒng)設計方案與論證7</p><p><b>　　2.1系統(tǒng)結構7</b></p><p><b>　　2.2系統(tǒng)論證7</b></p><p><b>　　3　硬件電路11</b></p><p>　　3.1 boost型功率因數(shù)校正電路11</p>

13、;<p>　　3.2 buck型功率因數(shù)校正電路11</p><p>　　3.3 功率因數(shù)控制13</p><p>　　4　制作與調(diào)試14</p><p>　　4.1 限流保護電路14</p><p>　　4.2單相高功率因數(shù)整流電源整體電路14</p><p><b>　　5　結論

14、16</b></p><p><b>　　參考文獻18</b></p><p>　　附錄1 實驗原理圖19</p><p>　　附錄2 畢業(yè)設計作品說明書20</p><p><b>　　1　引言</b></p><p>　　許多電子設備，電力電子裝置和

15、電磁等非線性負載使電網(wǎng)產(chǎn)生諧波電流和電壓;因為,交流網(wǎng)側功率因數(shù)只有0.5~ 0.7,電流的總諧有很大的畸變(THD),可超過100%(功率因數(shù)為0.999時,THD約為3%),而未采取功率因數(shù)校正(PFC)技術的AC-DC整流電路的輸入電流波形呈尖脈沖狀。國際上已制定了許多電磁兼容標準,有IEEE519,IEC1000-3-2等，主要為防止電網(wǎng)的諧波污染, 或限制電子設備向電網(wǎng)發(fā)射諧波電流。因此,減少諧波的含量的PFC技術成為開關電源

16、領域中非常重要的研究方向，其主要是為了提高功率因數(shù)。PFC根據(jù)相數(shù)的不同可以分為三相PFC電路和單相PFC電路。本文對單相PFC電路的發(fā)展現(xiàn)狀做了簡單的綜述,主要對低壓輸入的PFC電路和大中功率場合進行分析和比較,并展望了該應用領域PFC技術的發(fā)展趨勢。</p><p>　　1.1 PFC技術現(xiàn)狀</p><p>　　PFC主要有兩種方法:有源PFC和無源PFC。無源PFC利用電容器和線性

17、電感器組成濾波器來降低諧波分量和提高功率因數(shù)。該方法在小功率中可取得好的效果而且簡單、經(jīng)濟，比較方便[1]。但是,在需要大電感器和電容器,較大功率的供電電源時,使用這樣重量和體積會較大也不太經(jīng)濟,不方便，且諧波的抑制和功率因數(shù)的提高也不能達到所需求的效果。有源PFC具有功率因數(shù)大，重量輕，體積小等許多優(yōu)點。有源PFC使用高頻開關變換器來實現(xiàn)功率因數(shù)的校正,可使輸入電流跟隨供電的正弦電壓變化。</p><p>　　

18、APFC又分為雙級和單級兩種[2]。單級APFC電路將PFC預調(diào)節(jié)電路與DC-DC后調(diào)節(jié)電路集成為一次能量處理,同時實現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)和輸入電流的改變,具有變換效率較高，成本低，結構相對簡單等優(yōu)點。但輸入電流只適用于小功率場合，而不能取得理想正弦波。雙級APFC中的PFC電路經(jīng)過多年的研究相對來說較成熟，較常用的方式。它分別由兩個相互獨立的變換器分別實現(xiàn)輸出電壓的快速調(diào)節(jié)和輸入電流的整形，前級PFC電路通常采用非隔離Boost、Buck

19、 /Boost和隔離Flyback變換器。電流連續(xù)CCM Boost電路成為最常用的PFC電路。因為功率開關管直接接地、輸入電流紋波小和電路拓撲較簡單等優(yōu)點[3]。隨著開關頻率的提高,開關功能的增多，為了抑制電磁干擾和諧波分量，提高PFC轉(zhuǎn)換效率問題, 把諸如軟開關技術等新技術應用于中大功率PFC電路中是提高PFC性能指標的一個重要研究方向。單級APFC電路還存有一個非常嚴重的問題,其儲能電容電壓會隨著輸入電壓和負載的變化而變化，難以控

20、制。所有如何降低儲能電容電壓是單級APFC電路的一個研究熱點。</p><p>　　近年來，國內(nèi)外對PFC的主要研究在于集中在如何提高轉(zhuǎn)換效率和減少EMI,從而減少Boost電路中的二極管的MOSFET的開通損耗和反向恢復損耗與如何改善中大功率Boost電路的重要性能[4]。</p><p>　　由于Boost電路是升壓電路,如輸入電壓為90-265V,輸出基本固定為380-400V。在P

21、FC電路中,功率二極管采用了快恢復二極管,而快恢復二極管的一個重要參數(shù)是反向恢復特性。也就是說, 在一段時間內(nèi), 二極管流過反向恢復電流，是因為快恢復二極管在反偏時需要加載一段時間的反偏電壓才能恢復反向截止功能，而在正偏時能正常流過電流。圖1-1為Boost電路半導體功率器件上關鍵電壓電流波形圖，圖1-2為Boost變換器電路圖。</p><p>　　圖1-1 Boost電路關鍵電流、電壓波形圖</p>

22、;<p>　　由圖1-1可見，若Boost電路工作在電流臨界模式或電流斷續(xù)模式下,則可完全消除快恢復二極管的iRR事實上,在電流斷續(xù)模式下,快恢復二極管實現(xiàn)了零電流關斷。這說明,在二極管關斷之前電感電流已減少至零。但是,電流斷續(xù)模式下 Boost PFC電路最大的缺點是電感電流有非常大的紋波,這將增大輸入端濾波器的大小,同時增加開關管和二極管的電流應力。所以單相電流斷續(xù)模式下 Boost變換器適用于<300W的小功率

23、裝置。為了解決此問題，一個方案是用兩個或更多Boost變換器的并聯(lián),每個變換器都工作在電流斷續(xù)模式或電流臨界模式下,這樣可明顯減小電感電流的紋波, 每個變換器的開關有個相位移,使其在保持零電流關斷的優(yōu)點下能工作在更高功率的場合。iRR對變換器的性能有不利的影響。首先,在開關S開通期間,由于iRR的存在,增加了S的開通損耗和快恢復二極管的關斷損耗;其次,S開通瞬間的電流iS= iIN+iRR,故iRR的存在增加了S的電流應力;最后,iRR

24、的存在還將影響電路的EMC性能。</p><p>　　圖1-2中, iD為二極管上的電流, Uds和is為開關管上的電壓和電流, i0為輸出電流，iIN為流過電感上的電流iRR為反向恢復電流。</p><p>　　圖1-2 Boost電路</p><p><b>　　a.功率因數(shù)的定義</b></p><p>　　功率因

25、數(shù)(PF)是有功功率P與視在功率s的比值。</p><p>　　當電壓、電流為正弦波，負載為電阻、電容、電感等線性負載時，由于電壓、電流之間存在著相位差，其有功功率為P=UIcosφ，相移功率因數(shù)COSφ=P／S。</p><p>　　當輸入電壓不是正弦波時，由非線性負載引起失真，基波因數(shù)r一基波電流有效值／總電流有效值。 </p><p>　　在非線性負載電路中，

26、功率因數(shù)定義為PF=rCOSφ。</p><p><b>　　b.功率因數(shù)校正 </b></p><p>　　交流輸入電源經(jīng)整流和濾波后，非線性負載使得輸入電流波形畸變，輸入電流呈脈沖波形，含有大量的諧波分量，使得功率因數(shù)很低。由此帶來的問題是：諧波電流污染電網(wǎng)，干擾其他用電設備；在輸入功率一定的條件下，輸入電流較大，必須增大輸入斷路器和電源線的量；三相四線制供電時中

27、線中的電流較大，由于中線中無過流防護裝置，有可能過熱甚至著火。為此，沒有功率因數(shù)校正電路的開關電源被逐漸限制應用。因此，開關電源必須減小諧波分量，提高功率因數(shù)。提高功率因數(shù)對于降低能源消耗，減小電源設備的體積和重量，縮小導線截面積，減弱電源設備對外輻射和傳導干擾都具有重大意義。所以，設有功率因數(shù)校正電路使功率因數(shù)近于1的開關電源得到迅速的發(fā)展[5]。</p><p>　　功率因數(shù)校正，就是將畸變電流校正為正弦電流

28、，并使之與電壓同相位，從而使功率因數(shù)接近于1。 </p><p>　　c.因數(shù)校正的基本方法</p><p>　　開關電源中功率因數(shù)校正的基本方法有無源功率因數(shù)校正和有源功率因數(shù)校正兩種，應用最多、效果最好的是后者。</p><p>　　1.2 PFC應用現(xiàn)狀</p><p>　　由于歐美國家對有關標準的強制執(zhí)行，促使國際學術界對APFC技術

29、進行積極探討，并取得很多令人矚目的成果。特別是開發(fā)出適用于各自需要的眾多型號的控制用專用集成電路，是APFC產(chǎn)品的開發(fā)擺脫了早期采用分立原件造成的開發(fā)周期長，線路復雜，可靠性低且效果不經(jīng)如人意的弊端[6]。是APFC產(chǎn)品迅速得以推廣應用，取得了可觀的經(jīng)濟效益和社會效益。目前，在學術界和實際工程應用中，人們對具體的實現(xiàn)APFC的具體電路拓撲已經(jīng)形成基本的共識，即采用Boost電路。雖然從理論上講，幾乎所有的電路拓撲包括BUCK,FLYBA

30、CK,FORWORD,CUK等拓撲均可用于APFC，他們也有各自優(yōu)缺點，比較而言，Boost優(yōu)點更多，列舉如下：</p><p>　　1）共源極模式使驅(qū)動電路得以簡化。</p><p>　　2）有輸入電感，可減少去輸入濾波器的要求，并可防止電網(wǎng)對主電路的高頻瞬態(tài)沖擊。</p><p>　　3）電流波形失真小。</p><p>　　4）若其輸出

31、電壓為400V，則輸入交流電壓允許變化范圍可達85V-264V。</p><p>　　5）輸入電流連續(xù)，EMI小，RFI低。</p><p>　　6）開關器件的電壓不超過輸出電壓。</p><p>　　7）單臺輸出功率大，一般可達3KW甚至更大。因此，國際上各IC廠商目前提供的APFC控制IC絕大多數(shù)都是應用了這一電路模式，只是其控制方法不同而已。控制方法主要分電感

32、電流不連續(xù)的電壓跟蹤和電感電流連續(xù)的乘法控制，而后者因反饋電流的不同分為峰值電流控制，平均電流控制。目前實際產(chǎn)品中應用最多的當屬平均電流控制，典型的IC為美國的TI公司的UC3854和UC3855，前者為硬開關PWM控制IC，而后者為改善其諸多不足的新型零電壓轉(zhuǎn)換脈沖調(diào)制控制IC，應用ZVT-PWM控制技術后，APFC的功率因數(shù)最高可達0.999效率可達97-98%，總諧波畸變可低到4%左右。另外，BOOST電路中儲能電感使用的具體材料

33、，根據(jù)性能，重量，體積，成本方面，用途不同的要求有不同的選擇。</p><p>　　1.3 PFC應用前景</p><p>　　應用APEC技術的必要性和優(yōu)勢有很多方面，這里只對此技術定量的分析了提高交流供電設備輸出功率的利用率，從這方面看出其優(yōu)勢。若某一電設備，其輸出功率為1000W，開關電源功率為75%，無APFC時PF=0.65，交流輸出功率為2051W，若采用APFC技術，其APF

34、C環(huán)境的效率和PF值分別為保守的95%和0.97，而開關電源的效率同樣為75%，則所需交流輸入功率降為1447W,兩相比較，立分優(yōu)劣。前者所要的輸入功率為后者的1.41倍。當然，有了提高開關電源效率也能降低交流輸入功率，但難度大，效果也不是很理想。由此可說明提高功率因數(shù)PF的最大途徑,是從分利用交流供電設備輸出功率。同時，隨著我國市場競爭的日益加劇，以及信息技術的不斷發(fā)展和現(xiàn)代化建設的不斷推進，APFC技術產(chǎn)品肯定會變得必不可少而且越來

35、越受到重視[7]。</p><p>　　1）綠色電子產(chǎn)品的需求越來越大。</p><p>　　2）國家有關電網(wǎng)諧波標準的強制執(zhí)行。</p><p>　　3）市場激烈的競爭。特別是加入WTO后走出國門參與世界競爭，PFC功能是市場進入的必備條件之一[8]。PFC功能在軍用電子產(chǎn)品和航天航空中，具有特別重要的意義。因為在同樣負荷條件下，他可以讓交流發(fā)電機的容量大約減小4

36、0%-50%。這樣不僅可以增加有效載荷大幅或是降低電源系統(tǒng)成本，更為重要的是可以大為減小發(fā)電機占用的寶貴的容量和空間。當然，在原有普通開關電源中，增加APFC環(huán)節(jié)，其主要成本會增加20%，但這樣的代價肯定是必須的[9]。因為他不僅可以降低交流供電系統(tǒng)輸出功率這一點便可抵消成本的增加使開關電源滿足有關標準，而且使開關電源滿足有關標準[10]。目前，在電力智能化直流屏等大功率電子設備所用電源系統(tǒng)和國產(chǎn)電信設備中，已有大部分采用比較成熟的AP

37、FC技術，由此取得了較好的經(jīng)濟和社會效益[11]。但在重量，體積，可靠性要求相當嚴格軍工產(chǎn)品特別是航天航空產(chǎn)品中APFC技術應用則少，因此，有必要再進一步提高APFC在可靠性的基礎上，大力推廣APFC技術在這一領域的應用，以從分發(fā)揮APFC技術的優(yōu)勢并取得更為顯著的效益[12]。</p><p>　　2　系統(tǒng)設計方案與論證</p><p><b>　　2.1系統(tǒng)結構</b&

38、gt;</p><p>　　根據(jù)題目要求，為了設計和制作調(diào)整的方便，利用單相功率因數(shù)校正電路進行研究和設計， 采用Boost升壓電路將輸入電壓為220V±10%，50Hz升壓到400V,利用芯片L6561，生成的400V電壓再通過Buck降壓電路使原有的400V降為輸出電壓36V±2%；當輸入電壓為220V，負載電流從0A～2.8A時，輸出電壓36V±5%；系統(tǒng)設計原理示意圖2-1如

39、下</p><p>　　圖2-1 系統(tǒng)設計原理圖</p><p><b>　　2.2系統(tǒng)論證</b></p><p>　　所謂高功率因數(shù)，實際上是指在正弦交流電壓輸入時，具有正弦交流電流波形，且電壓、電流的相位相同。對于功率因數(shù)校正電路，常用于大功率開關電源中。功率因數(shù)的控制相對比較復雜，本選題要求功率因數(shù)達到95%以上，由單元電路組合的方式進

40、行設計難以保證。因此，本設計采用功率因數(shù)專用集成器件為核心進行設計，即有源功率因數(shù)校正電路。目前，控制所用的集成電路種類較多，如ML4821、UC3854、CS3810、TDA4814、L6561等，它們的工作方式有所還同。</p><p>　　這里主要介紹了UC3854和L6561這兩種芯片。</p><p>　　UC3854高功率校正器是一塊專門為大功率開關電源提供功率因數(shù)校正的單片控

41、制器。它屬于平均電流跟蹤控制型。并具有完成升壓變換器校正功率因數(shù)所需的全部控制功能，理論上功率因數(shù)達到0.99以上，輸入電流波形失真小于5%。升壓電路采用最基本的BOOST電路。該器件有如下幾個特點：</p><p>　　1）完整的PWM功率控制功能。</p><p>　　2）最高工作頻率大于300Khz。</p><p>　　3）輸出級峰值電流和連續(xù)電流分別為1.

42、5A和0.5A。</p><p>　　4）最高工作電壓35V。</p><p>　　UC3854引腳功能：</p><p><b>　　GND接地端。</b></p><p>　　ISENSE電流檢測端,內(nèi)部接CA輸入負端,外部經(jīng)電阻接電流檢測電阻的電壓正端。</p><p>　　PKLMT峰值限

43、制端,接電流檢測電阻的電壓負端,當電流峰值過高時,電路將被關閉。</p><p>　　CAOUT電流放大器CA輸出端。</p><p>　　REF基準電壓端,產(chǎn)生7.5V基準電壓。</p><p>　　ENA起動端,通過邏輯電路控制基準電壓,振蕩器,軟起動等。</p><p>　　USENSE輸出電壓檢測端,接電壓放大器UA的輸入負端。<

44、;/p><p>　　UAOUT電壓放大器UA輸出端,內(nèi)部接乘法/除法器輸入端,外部接RC反饋網(wǎng)絡。</p><p>　　URMS有效值電源電壓端,內(nèi)部經(jīng)平方器接乘法/除法器輸入端,起前饋作用,URMS的數(shù)值范圍為1.5-4.77v。</p><p>　　MULTOUT乘法器輸出端,即電流檢測另一端,內(nèi)部接乘法/除法器輸出端 和CA輸入正端,外端經(jīng)電阻接電流檢測電阻的電壓

45、負端。</p><p>　　JAC輸入電流端,內(nèi)部接乘法/除法器輸入端,外部經(jīng)電阻接整流輸入電壓的正端。</p><p>　　REST外接電阻RSET端,控制振蕩器電流及限制乘法/除法器最大輸出。</p><p><b>　　SS軟起動端。</b></p><p>　　CT外接電容CT端,CT為振蕩器定時電容,使產(chǎn)生振蕩

46、頻率為f=1.25/RSET*CT。</p><p>　　VCC集成電路的供電電壓Vcc,額定值22V。</p><p>　　GTDRV門極驅(qū)動端,通過電阻接功率MOS開關管門極,該端電位鉗在15V。</p><p><b>　　其引腳圖如2-2</b></p><p>　　圖2-2 UC3854引腳圖</p>

47、;<p>　　L6561是L6560的改良版，具有優(yōu)越的乘法器，在universal輸入電壓時能獲得較佳的THD值；同時啟動電流亦減低至幾十個uA，而ZCD(零電流偵測)也具有除能（Disable）的功能。此外還具備精準的內(nèi)部參考電壓（1%誤差）、輸入電流感測端的內(nèi)部RC濾波器、輸出400mA能力等等。</p><p>　　此IC操作在瞬時模式(即邊界導通模式)，可用在電子式安定器、AC-DC轉(zhuǎn)換器

48、及切換式電源供應器。</p><p>　　L6561主要特點：</p><p>　　1）高容量的圖騰級輸出，可以直接驅(qū)動MOSFET。</p><p>　　2）內(nèi)部啟動及零電流偵測功能。</p><p>　　3）在電流偵測輸入端，具備內(nèi)部RC濾波器。</p><p>　　4）除能（Disable）功能，可將系統(tǒng)關閉，降

49、低損耗。</p><p>　　5）具乘法器，對于寬范圍的輸入電壓，有較佳的THD值。</p><p>　　6）低啟動電流（典型值：50uA；保證90uA以下），可減低功率損失。</p><p>　　7）兩級的過電壓保護。</p><p>　　8）內(nèi)部參考電壓于25℃時只有1﹪以內(nèi)的誤差率。</p><p>　　9）具磁

50、滯的欠電壓鎖住功能。</p><p>　　其腳位圖如下頁圖2-3所示。</p><p>　　圖2-3 L6561腳位圖</p><p>　　L6561引腳功能：</p><p>　　1) INV誤差放大器反相端輸入</p><p>　　2) GD為MOSFET閘極驅(qū)動輸入</p><p>&l

51、t;b>　　3) GND接地</b></p><p>　　4) CS利用電流偵測電阻Rs，將電流轉(zhuǎn)成電壓輸入</p><p>　　5) ZCD零電流偵測</p><p>　　6) MULT乘法器輸入</p><p>　　7) COMP誤差放大器輸出</p><p>　　8) VCCL6561的輸入工作

52、電壓</p><p>　　由于L6561芯片結構比較簡單，功能也夠用，本次設計選用L6561。</p><p><b>　　3　硬件電路</b></p><p>　　3.1 boost型功率因數(shù)校正電路</p><p>　　Boost型功率因數(shù)校正電路基本結構如圖3-1所示，S為雙向開關管。當開關管斷開時，輸入電流經(jīng)過整

53、流二極管和電感到達負載端，交流電源和電感儲能同時給電容和負載供電。當開關管導通時，輸入電流通過開關管和電感，電感儲能。同時直流側濾波電容給負載供電?？梢钥闯?，與傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路相比較，他具有一下幾個優(yōu)點：當開關管導通時，主回路電流不經(jīng)過整流橋的二極管，減少了功率損耗。傳統(tǒng)電路中的快速恢復二極管VD在交流功率因數(shù)電路中也不存在了，減少了功率損耗，提高了系統(tǒng)的工作可靠性。</p><p>　　圖3-1 Boos

54、t型交流功率因數(shù)校正電路</p><p>　　3.2 buck型功率因數(shù)校正電路</p><p>　　圖3-2所示為buck型功率因數(shù)校正電路的基本結構，S為雙向開關管，當開關管斷開時，輸入電流通過電感，電容和開關管，電容C1儲能。當開關管導通時，此時，輸入電流經(jīng)過整流二極管到達負載端，電容儲能和交流電源同時給負載和電容供電。可以看出，buck型交流功率因數(shù)校正電路，當開關斷開時，主回路

55、電流不經(jīng)過整流橋的二極管，到達減小功率損耗的目的。</p><p>　　在基本要求中，輸入電壓為220V，輸出電壓36V±2%；正常的輸出電流為0A～2.8A，最大工作電流要達到3.5A。也就是電源的輸出功率應該達到130W，整體功率應該是150W。用單管正、反激勵工作方式一般達還到這一功率要求，只有選用推挽、半橋、全橋激勵電路三種，以上確定的推挽激勵方式可以達到選題要求。</p><

56、;p>　　圖3-2 buck型交流功率因數(shù)校正電路</p><p>　　從能量體積比上看，激勵電路的工作頻率應該是越高越好，但最終還是受到開關器件工作速度的制約。目前使用較廣的是場效應管，它們的極限工作頻率大約為50kHz。本設計中的激勵頻率大致定在這一數(shù)值附近。</p><p>　　電源的輸入輸出要求隔離，是一種常規(guī)設計方式，一般采用器激勵變壓器配光電耦合器進行隔離。在功率因數(shù)&l

57、t;/p><p>　　校正電路（PFC）電路中還涉及輸出，無需隔離。在DC-DC變換電路中，為了方便電流、電壓指標的設置，采用兩只光電耦合器進行隔離反饋。</p><p>　　基本要求中，在輸出電流≥3.5A時啟動過流保護，保護時無直流電壓輸出。在發(fā)揮部分要求過流故障排除后，電路自動恢復正常輸出。這就要求出現(xiàn)過流情況后，當即停止電能輸出，當然也無法進行實時檢測，只能進行定時檢測，決定是否恢復供

58、電。因此，控制電路中設置電流檢測電路的同時，還應包含一個單穩(wěn)定態(tài)電路。</p><p>　　基本要求中效率在70%以上，發(fā)揮部分要求效率85％以上，這上個相當高的技術指標。雖然開關電源的工作效率遠遠高于普通型串聯(lián)穩(wěn)壓電源，但仍有很大的功率損失。為了在本設計中提高效率，采用了以下幾個措施：</p><p>　　1）一般驅(qū)動管是開關電源中耗能最大的期間，提高驅(qū)動管的工作效率是開關電源的首要任務

59、。本設計在選型上選擇了工作速度高，工作電流大，導通內(nèi)阻小的MOSFET 8N60、8N80等，它要比三極管型的功率元件有更好的工作性能。輔助電源激勵采用TOP221集成器件，具有很高的工作效率。</p><p>　　2）在驅(qū)動電路結構上選擇了推挽式功率驅(qū)動電路。這要比全橋式驅(qū)動電路減少一半MOS管的功耗，要比半橋式驅(qū)動電路明顯提高工作電壓的利用率，使得有利于提高電路的工作效率。</p><p&

60、gt;　　3) 整流器件選用肖特基二極管，不僅開關損耗少，有管壓降造成的功率損耗也大大低于普通整流二極管，使得由整流二極管造成的功率損耗降到最低程度。同時采用肖特基二極管還具有其他優(yōu)點。能使用肖特基二極管的地方盡量使用肖特基二極管。</p><p>　　3.3 功率因數(shù)控制</p><p>　　功率因數(shù)PF (Power Factor)的定義是交流輸入有功功率P與視在功率S的比值，如公式3

61、-1：</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　傳統(tǒng)的功率因數(shù)概念是假定輸入電流無諧波電流（即I1=Irms 或γ=1）的條件下得到的，這樣功率因數(shù)的定義就變成了PF=cosφ。</p><p>　　總諧波畸變THD ( Total Harmonics Distortion)用來衡量電流波形的失真情況時，PF與總諧波

62、失真系數(shù)的關系表示如公式3-2：</p><p><b>　　（3-2）</b></p><p>　　THD指標能很好地衡量非線性電路的功率因數(shù)。例如，當THD<5%時，PF值可控制在0.999左右。對于開關電源的功率因數(shù)問題，主要針對于諧波失真。</p><p>　　對于升壓電感的設計中，電感量將決定在輸入側高頻紋波電流的大小，電感量按

63、公式3-3計算</p><p><b>　?。?-3）</b></p><p>　　由于高頻的紋波電流會被加入到線電流峰值中，所以電感電流的峰值回等于線電流峰值與高頻紋波電流峰對峰值一般的總和，電感必須能夠承受這一數(shù)值的電流。</p><p><b>　　4　制作與調(diào)試</b></p><p>　　

64、4.1 限流保護電路</p><p>　　通過電流取樣電阻對輸出電流進行取樣，所形成的電壓送入電壓比較器比較，當電流過大時輸出低電平，觸發(fā)555電路構成的單穩(wěn)態(tài)電路進入定時階段，關閉脈寬調(diào)制的輸出脈沖，從而實現(xiàn)電源輸出電壓為零，保護電源。定時結束后，重新啟動電源輸出，若正常即進入工作，若仍然過流，重新保護。</p><p>　　4.2單相高功率因數(shù)整流電源整體電路</p>&

65、lt;p>　　圖4-1 應用電路圖</p><p>　　圖4-1為應用電路其輸出電壓經(jīng)R7、R8分壓后，可于pin1得出正比于輸出電壓之回授電壓，此電壓與IC內(nèi)部2.5V之參考電位做比較后，再經(jīng)pin1與pin2兩端之補償網(wǎng)絡輸出，以作為內(nèi)部的乘法器輸入之一；同時50Hz電源電壓經(jīng)R9、R10分壓，于pin3得到一弦波電壓Vs(t)，亦為乘法器的另一輸入源，這兩個電壓經(jīng)乘法器乘績后，可得一比例之弦波參考電壓

66、Vr(t)，此弦波參考電壓Vr(t)乃做為功率開關截止時機之依據(jù)。當pin7 閘極驅(qū)動信號使MOSFET導通時，電感電流依di/dt斜率上升，流經(jīng)R6，取電阻R6之跨壓V4經(jīng)pin4與參考電壓Vr(t)做比較，當V4＞Vr(t)時，pin7 降低，使MOSFET截止。另一組輔助線圈的目的除了提供L6561穩(wěn)定電源外，另提供switch導通之控制。當 MOSFET截止時，主線圈極性反轉(zhuǎn)，輔助線圈此時dot為正電位，提供pin8(Vcc)電

67、源與pin5之參考電位。當主線圈之能量釋放完畢時，輔助線圈之電位亦下降，所以pin5之參考電位隨之下降，由于ZCD 內(nèi)部電路為負緣觸發(fā)，在下降至1.8V以下時則觸發(fā)內(nèi)部之RS 觸發(fā)器，使pin7 升高 而使</p><p><b>　　5　結論</b></p><p>　　PFC技術的目的就是通過一定的控制方法，使電源的輸入電流接近正弦波且與輸入電壓同相，使功率因數(shù)接

68、近于1。對單相BOOST有源功率因數(shù)校正電路進行研究與設計，提出單相交流功率因數(shù)校正電路與傳統(tǒng)的電路相比，能減少系統(tǒng)的損耗，提高系統(tǒng)工作的可靠性，分析比較了有源功率因數(shù)校正電路的工作原理。方案中采用了BOOST和BUCK電路，也可采用其他的功率變換電路。</p><p><b>　　致謝</b></p><p>　　歷時將近兩個月的時間終于將這篇論文寫完，在論文的寫作

69、過程中遇到了無數(shù)的困難和障礙，都在同學和老師的幫助下度過了。尤其要感謝我的論文指導老師—陳老師，他對我進行了無私的指導和督促，同時也感謝他的包容，不厭其煩的幫助進行論文的修改和改進。另外，在校圖書館查找資料的時候，圖書館的老師也給我提供了很多方面的支持與幫助。在這四年的學期中結識的各位生活和學習上的摯友讓我得到了人生最大的一筆財富。在此，也對他們表示衷心感謝。</p><p>　　本文參考了大量的文獻資料，感謝這

70、篇論文所涉及到的各位學者。如果沒有各位學者的研究成果的幫助和啟發(fā)，我將很難完成本篇論文的寫作。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1] 張明霞.有源功率因數(shù)校正電路的研究[J].機電信息,2011,6:80-81.</p><p>　　[2] 毛興武，祝大衛(wèi).功率因數(shù)校正原理與控制IC及其應用設計[M].北京:

71、中國電力出版社,2007年. </p><p>　　[1] 吳江.一種新型簡便功率因數(shù)校正電路的設計[J].通信電源技術,2008,25(3):42-47.</p><p>　　[4] 張衛(wèi)平.綠色電源――現(xiàn)代電能變換技術及其應用[M].北京:科學出版社,2001年.</p><p>　　[5] 吳小斐,王歸新,陶鑫等.基于有源功率因數(shù)校正的高功率因數(shù)電源設計[J]

72、.現(xiàn)代電子技術,2010,2:195-197.</p><p>　　[6] 蔣龍浩，李巖. 單相有源功率因數(shù)校正電路的設計與仿真[J]. 電力自動化設備，2007，27 (7):93-94，115</p><p>　　[7] 康光華. 《模擬電子技術》[M].北京：清華大學出版社，1997</p><p>　　[8] 王紀周. 單級PFC 的研究[D].

73、杭州: 浙江大學,2005.</p><p>　　[9] 楊旭，王兆. 《開關電源技術》[M].北京：機械工業(yè)出版社俐，1999</p><p>　　[10] 周志敏，周紀海.《開關電源使用技術設計與應用》[M].北京：人民郵電出版社，2003.8</p><p>　　[11] 王志強，鄭俊杰.《開關電源設計與優(yōu)化》[M].北京: 電子工業(yè)出版社

74、,2006.12</p><p>　　[12] Chongming Qiao,Keyue M.Smedley. A Universal Input Single-Stage Power Supply with Power Factor Correction and Automatic Voltage Clamping Passive PFC for Flyback Convertors[J].PESC,2001.

75、 </p><p>　　附錄1 實驗原理圖</p><p>　　附錄2 畢業(yè)設計作品說明書</p><p><b>　　一、作品名稱</b></p><p>　　單相功率因數(shù)校正電路設計</p><p><b>　　二、作品功能</b></p><p&

76、gt;　?。?）輸入電流波形為基本正弦；</p><p>　?。?）輸入電壓為220V±10%，50Hz時，輸出電壓36V±2%；；</p><p>　?。?）當輸入電壓為220V，負載電流從0A～2.8A時，輸出電壓36V±5%；</p><p>　?。?）具有過流保護(輸出電流≥3.5A時動作),保護時無直流電壓輸出；</p&