外文翻譯譯文--基于隨機脈寬調制的調速控制

1、<p><b>　　中文4840字</b></p><p>　　出處：CPES Annual Meeting. 2000: 202-209</p><p>　　基于隨機脈寬調制的調速控制</p><p>　　西恩·卡門，艾瑞克·柏尼迪特，福瑞斯特·菲特，尼米思·帕特爾，阿卜杜拉·候麥菲

2、爾</p><p>　?。娏﹄娮酉到y(tǒng)中心，電氣工程學院，北卡羅來納州大學，格林斯伯勒, NC 27411 美國）</p><p>　　電話: (336) 334-3151, 傳真: (336) 334-7934</p><p>　　摘要:在PWM的開關頻率的作用下脈沖寬度調制（ PWM ）電力電子系統(tǒng)往往產生噪聲。例如，在風扇/風機驅動中，該風機

3、使用的驅動器應使用“擴展頻譜的PWM ”技術（也稱為隨機脈寬調制），在運用這種技術時要特別注意通過duckwork 的噪聲。本文說明了隨機開關條件的控制策略和仿真結果。該系統(tǒng)包括一個單相感應電機，通過連接該電機的主要和輔助繞組通過電橋來作為一個不對稱三相負載和升壓電路來產生直流母線電壓。</p><p><b>　　1.前言</b></p><p>　　單相感應電機是

4、世界上應用最為廣泛的小功率電機中的一種。尤其應用于三相電力供應不方便的家居和商業(yè)等領域。然而，單相電機的調速通常通過非電的手段，例如在電機全速運行的情況下控制閥門開度以調節(jié)機械功的輸出，或者通過切換繞組來改變電機的極對數(shù)來滿足不同操作條件的要求[1]。</p><p>　　只有為數(shù)不多的幾個方案被變頻器使用來實現(xiàn)單相電機的速度連續(xù)變化。其中的一個方法是采用單相整流器來控制共給電機輔助繞組的電壓相角，然而主要繞組仍

5、然有交流電源供電[2]。獻中提出用單相變頻電源驅動標準電機的性能，用的是未經修改的電容式運轉電機。</p><p>　　這些情況表明，標準電機的工作性能十分受到限制，同時表明控制共給輔助繞組的單相電壓的相角可以實現(xiàn)調速操作[2]。</p><p>　　另一種解決單相調速驅動系統(tǒng)發(fā)展問題的辦法是對輸入的交流電整流生成直流電壓，并且用由變壓變頻（VVVF）逆變器驅動系統(tǒng)給三相電機提供能量。&l

6、t;/p><p>　　經對比唯一的變化是，傳統(tǒng)的三相驅動系統(tǒng)降低由單相交流電源提供的直流電壓。</p><p>　　然而，單相電機調速驅動系統(tǒng)對于大多數(shù)工況仍然是有相當?shù)奈Φ?，因為由于機械、結構或只是成本的限制，三相電機還不能容易的取代現(xiàn)有的電機。另外，因為單相電機在大多數(shù)情況下是不平衡的兩相電機，任何成熟的單相電機調速控制器幾乎都可以控制平衡的兩相電機。這將適用于其他領域，比如小型電機，

7、這種條件下，與三相繞組的設置相比兩相繞組在物理上更容易安排。</p><p>　　本文介紹的對單相感應電機實現(xiàn)連續(xù)的調速的方法是采用隨機脈寬調制和升壓斬波器。針對電機的主要繞組和輔助繞組的調制策略與不平衡的兩相繞組在60HZ的設置一樣。對正弦波脈寬調制（SPWM）和隨機脈寬調制（RPWM）在相同的參數(shù)下的仿真結果進行了比較。結果表明，采用隨機脈寬調制的方案可以減少噪聲。</p><p>&

8、lt;b>　　2.系統(tǒng)介紹</b></p><p>　　調速技術的發(fā)展水平可以個更好的比較，在這里可以認為是理想的轉換條件如圖1[5]例中，輸入端和輸出端都是由晶閘管組成的全橋，輸入端是單相橋（這是必須的，因為假設電源為單相），輸出端是三相橋。在理想情況下假定此電機是三相鼠籠式感應電機，從而保證以相對低的成本實現(xiàn)良好的效率。這種轉換器總共有10個晶閘管，顯然是個成本高的方案。</p>

9、<p>　　單相供應 三相鼠籠式異步電動機</p><p>　　圖1 理想調速拖動系統(tǒng)</p><p>　　圖2展示了由紐約國際公司[6-8]驅動器。</p><p>　　單相供電電源 單相鼠籠式異步電動機</p><p>　　圖2 電壓泵升兩相調速傳動系統(tǒng)</p&

10、gt;<p>　　四個輸入端的晶閘管開關改為一個二極管全橋和一個單一晶閘管組成的升壓斬波器，晶閘管開關減少至七個。為了防止轉換失敗單相電機通常用于直接與單相電源相連。該升壓斬波器允許泵生的直流電壓鏈接到更高的電壓上而不是簡單的實現(xiàn)了二極管全橋。這允許使用常規(guī)單相電機，這種方案需要額定電壓更大的電壓以得到比額定速度大的轉速。</p><p><b>　　3.操作原理</b><

11、;/p><p>　　大多數(shù)的單相電機具有兩個繞組結構，這種結構在物理上使電機定子上的電角度偏移90度。繞組往往是不對稱的，在這種情況下，主要繞組會有更大的額定電流。此外，輔助繞組通過一系列電容連接到交流電源，如圖3所示，以它的電流比主繞組的電流超前約90度。在兩繞組中時間和空間正交的電流生成不平衡的兩相旋轉磁場，這個磁場確保一些甚至在靜止時也會生成轉矩。</p><p>　　單相電機無論是作為

12、電容運行，這種情況下輔助繞組永久通電，還是作為電容啟動，這種情況下當電機速度提升時離心開關會將輔助繞組從電路中切離。輔助繞組電容啟動單相電機連續(xù)運行時通常不額定，但是只在電機低速運行時產生電機啟動轉矩。</p><p>　　圖3 電容運行式單相感應電動機</p><p>　　必須選好一組電容，使主要繞組和輔助繞組中的電流在時間上相差90度，實現(xiàn)除了不平衡電流角度下對兩相操作。然而，這個最佳

13、條件只在特定的電機轉速時發(fā)生，這是因為兩個繞組的有效阻抗都隨轉差率的變化而變化很大。傳統(tǒng)的單相電機有時通過使用兩組電容來改善這種狀況，對電容啟動/電容運行進行配置，以便使時間和位移正交的電流至少在電機靜止和正常運行時產生。</p><p>　　對于變速控制來說，供給主要繞組和輔助繞組的應該是變頻電壓，這種電壓的幅值和相位要協(xié)調以保持繞組電流在任何時間都正交。實現(xiàn)這一目標的一種方法是利用脈寬調制橋來產生需要的基波交

14、流電壓。</p><p>　　另一種方法是使用6個開關的三相PWM，連接于電機的作為不平衡負載的兩相繞組之間，如圖2。這是一個更具經濟效益的解決方案，尤其是當人們意識到電力電子開關中的6個元件現(xiàn)已作為一個電力電子功率模塊（不到幾千瓦）。不過請注意，與電機的額定電流相比開關的額定值必須增加到 倍，因為中性相負載即經過兩相繞組的電流總和不為零（不像三相繞組的中性線）。在實際應用中，考慮到當今電力電子開關的額定值，

15、對于小功率電機來說這將不是一個重要的限制。</p><p>　　為了控制具有這種轉換器的單相電機，必須確定電機如何響應通過兩個繞組的變頻電壓，同時還要確定控制策略，以最有效的實現(xiàn)保持繞組電流在任何頻率都正交的目標。另外，對于一個簡單的控制器來說，會更容易的調節(jié)繞組電壓正交，糾正繞組阻抗角的偏差。</p><p>　　4.非對稱繞組感應電機</p><p>　　為了便

16、于分析，我們可以考慮使用非對稱兩相異步電機?？梢酝ㄟ^用于分析三相異步電機的dq模型來簡單分析這種電機。對不對稱兩相異步電機的dq模型的詳細推到在[9]中描述。非對稱兩相電機的等效電路圖如圖4所示。</p><p>　　圖4 非對稱兩相異步電機的等效電路</p><p>　　為了模擬非對稱兩相異步電機，用normalized flux model構造仿真模型。暫態(tài)分析的方程如下：</p

17、><p>　　5個耦合非線性微分方程：包括4個恒速度線性微分方程和1個轉矩方程。</p><p>　　慢機械暫態(tài)：穩(wěn)態(tài)與產生非線性方程（轉矩方程）的轉子速度（）。</p><p>　　恒定速度：4個線性時變微分方程。</p><p>　　由于簡單忽略零序數(shù)量，控制方程如下。</p><p><b>　?。?）&l

18、t;/b></p><p><b>　?。?）</b></p><p><b>　?。?）</b></p><p><b>　?。?）</b></p><p><b>　　式中</b></p><p><b>　　（

19、5）</b></p><p><b>　?。?）</b></p><p><b>　　在上述方程中</b></p><p><b>　　（7）</b></p><p>　　式中是與額定頻率對應的基波角速度。</p><p>　　如果將方程（5

20、）和（6）中的電流帶入方程（1）至（4）中，則會得到</p><p><b>　?。?）</b></p><p><b>　　（9）</b></p><p><b>　?。?0）</b></p><p><b>　　（11）</b></p>

21、<p><b>　　式中，，且</b></p><p><b>　　（12）</b></p><p><b>　?。?3） </b></p><p><b>　　式中</b></p><p><b>　?。?4）</b>

22、</p><p><b>　?。?5）</b></p><p>　　在上述方程中，為每秒轉子的電角速度。</p><p>　　雖然也可以從轉矩表達式中消除電流，但是一般而言值得觀察四個電流。因此，通過下式可以方便的求得瞬時轉矩。</p><p><b>　?。?6）</b></p>&

23、lt;p>　　式中，為電機的極對數(shù)。</p><p><b>　　5.隨機脈寬調制</b></p><p>　　該方法最近已用于減少電機驅動器中的PWM引起的機械振動[10]。參考文獻[10]指出，如果脈沖的位置或開關頻率是隨機變化的，那么輸出電壓的功率頻譜具有連續(xù)的部分，而離散（諧波）部分將大大減少。利用現(xiàn)有的隨機脈寬調制方法有三種基本的概念，這在文獻[11]

24、中已經有明確的介紹。</p><p><b>　　A．隨機開關頻率</b></p><p>　　隨機開關頻率一直是隨機脈寬調制最常見的手段。它可以通過規(guī)則或自然采樣法實現(xiàn)。規(guī)則采樣法采用逆變器，特點是輸出頻率每個周期的開關間隔是一個整數(shù)N。從一個周期到一個周期N是可以隨機變化的。</p><p>　　使用傳統(tǒng)的三角或PWM空間矢量調制法可以實現(xiàn)

25、自然采樣法。在三角調制法中，將參考的電壓信號與三角載波信號相比較，在這里三角波具有隨機生成的斜率。圖5中顯示了運用這種隨機方法生成的三角波。</p><p><b>　　B．隨機脈沖位置</b></p><p>　　在隨機脈沖位置中，在獨立的開關間隔中開關的脈沖信號是隨機給定的。最簡單的方法包含只有兩個可能的隨機選擇位置的，稱作超前滯后RPWM。圖6是一個關于這些開關

26、脈沖的例子。</p><p><b>　　C．隨機切換</b></p><p>　　在隨機切換法中，隨機小數(shù)r有統(tǒng)一的概率分布，是逆變器各相的開關信號比較理想的占空比。</p><p>　　然而，該方法有很大的缺點，即調制較低值時操作的質量迅速惡化[10]。文中選用自然采樣法。</p><p>　　6.逆變器的調制方法&

27、lt;/p><p>　　在本節(jié)中，將會介紹兩種不同的三橋臂的正弦波脈寬調制逆變器的控制方法[12]。第一種方法是保持直流母線的重點的終端然后調制剩下的兩相，實現(xiàn)以下的電壓：</p><p><b>　?。?7）</b></p><p><b>　　（18）</b></p><p><b>　　

28、（19）</b></p><p>　　圖5 生成RPWM的隨機三角波方法</p><p>　　圖6 超前-滯后RPWM技術的一些調制脈沖</p><p>　　式中，、、為逆變相電壓，是角頻率，是直流母線電壓。這一方法的向量圖表示如圖7所示。虛線代表單逆變器一橋臂能夠產生的最高輸出電壓。單位基準，1.0 pu，與對應直流母線電壓對應。從此圖中，很顯然，對于

29、這種方法來說，峰值電壓可以從1.0 pu 降到0.5 pu 。</p><p>　　圖7 調制電壓向量圖</p><p>　　第二種方法與三次諧波注入技術相似。在這個改進的方法中，在每個三相相電壓注入固定模式的交流信號以增加電壓峰值。三相電壓為：</p><p><b>　?。?0）</b></p><p><b&

30、gt;　　（21）</b></p><p><b>　?。?2）</b></p><p><b>　　式中，</b></p><p><b>　?。?3）</b></p><p>　　這將提高以下的調制限制。</p><p>　　最大可能的峰

31、值電壓，而繞組電壓仍然正交在，幅值為：</p><p><b>　?。?4）</b></p><p>　　如果放松正交的約束，可以考慮亮相電壓的復制之間的折中程度，或者不統(tǒng)一比例</p><p>　　可以得到理想的電壓。例如，如果，當?shù)搅銜r可以增加到1 pu ，即最大電壓傳輸比為1.0。在這種情況下，相臂的“a”和“c”作為一個單橋，而且通過輔

32、助繞組的電壓減到零?；蛘?，如果繞組電壓停止正交，而是轉移到相，最大可能峰值電壓可以提高到1.0 pu，與此同時，變?yōu)? 。在這種情況下，相臂“a”和“b”成為一致的。</p><p>　　在圖8的向量圖中指明了這個方法的結果。請注意，相電壓幅值不相等。</p><p>　　圖8 普通注入式調制電壓向量圖</p><p><b>　　7.制定的調制方法<

33、;/b></p><p>　　這種控制算法來自【14】，它已經得到了應用。它利用三項逆變器產生了相位相差90度的兩相電壓，而且具有任意的幅值比的兩個向量。這種方法可以用來在單相電機中增加輔助繞組的阻抗。下一步將討論這一方法。這種調制方案的一個重要的性能是所有生成的三線電壓、、具有相同的幅值。</p><p><b>　　(25)</b></p>&

34、lt;p>　　這將使加在所有設備上的電壓相等，提高設備利用率，并為給定的直流電壓總線提供盡可能大的輸出電壓。因為每個向量長度都等于這個制約因素納入向量圖。如圖9所示。</p><p><b>　　圖9 電壓向量圖</b></p><p><b>　?。?6）</b></p><p>　　而且主要繞組電壓和輔助繞組電壓

35、之間的比例與轉向比率相等。</p><p><b>　?。?7）</b></p><p>　　顯示基本的三角波，為</p><p><b>　?。?8）</b></p><p><b>　　式中，</b></p><p><b>　?。?9）&

36、lt;/b></p><p>　　而且應用勾股定理可以得到。</p><p><b>　　(30)</b></p><p>　　指定的調制方案的向量圖格式與如圖8所示的普通模式的注入調制電壓方案相同。如圖10所示。</p><p>　　圖10 指定的調制方案電壓向量圖</p><p><

37、;b>　　8.仿真結果</b></p><p>　　運用MATLAB/SIMULINK模擬調速系統(tǒng)（ASD）的理論?；?/4 HP試驗機模擬參數(shù)，如表1所述。</p><p>　　表1：3/4 HP ，6極，230 V ,60HZ 電機參數(shù)</p><p>　　圖11說明了PWM輸出電壓。在此圖中，和相位應該相差90度。此外，應該大于，它的峰值大

38、約為530伏。為了保持90°相移/振幅的差異，在圖12中畫出了PWM輸出的最基本的組成部分。這些圖片清楚的表明了這些差異。</p><p>　　單相異步電機的轉子轉速和轉矩特性如圖13所示。當電機頻率接近60 HZ時轉子轉速接近1.0 pu 。</p><p>　　在0.4秒后電機由全速（60赫茲）降到一半（30赫茲），圖14顯示了電機轉速和轉矩特性的變化。</p>

39、<p>　　圖15顯示了電機的輸出電流，和。與和相反，比大，這取決于翻轉比例。電機輸出電流的關系由方程（35）給出。</p><p>　　圖16 顯示了電機繞組電流的軌跡和當把計入電流中時，電流軌跡的形狀代表定子MMF軌跡。</p><p>　　考察電流軌跡是橢圓形，圖中顯示當仿真簡明的方案后所得到的橢圓的主軸并不像期望的那樣嚴格的水平。這是因為MMF 軌跡是一個失真的圓。&l

40、t;/p><p>　　筆者把逆變器分別用SPWM 和RPWM做了仿真。仿真結果如圖17和圖18。</p><p>　　圖17是使用SPWM 所得到的電流頻譜，圖18是使用RPWM所得到的電流頻譜。所有的逆變器使用PWM技術作電流整形而且頻率設定為5000赫茲。</p><p>　　圖11 PWM逆變器輸出電壓</p><p>　　圖12 單相電機

41、特性曲線</p><p>　　圖13 速度與轉矩曲線</p><p>　　圖14 SPWM 頻率分析</p><p>　　很明顯，使用SPWM所產生的諧波比運用RPWM技術所產生的諧波多。因此，為了減少噪聲使用RPWM的效果比SPWM的效果好。</p><p><b>　　9.總結</b></p><

42、p>　　本文提出了一種PWM調制方法可以實現(xiàn)對不平衡兩相繞組異步電機調速操作。在文中研究了電機的操作并給出特性曲線。從這些分析中，為變頻提供了一種精確的調制策略，已達到這樣一種效果，在小轉差率的條件下實現(xiàn)電機的調速。</p><p>　　而且，提出一個叫做RPWM的調制方法整定此類型的逆變器的輸入電流。從仿真中可以看出，由于在頻域方面RPWM的擴展效應，這種技術是減小由逆變器產生的EMI 噪聲。這個方法已經

43、在MATLAB/SIMULINK 軟件中證實。</p><p><b>　　10.鳴謝</b></p><p>　　在完成這項工作主要得到了國家科學基金會編號為EEC-9731677獎項的支持。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1]D. G. Holmes, an

44、d A. Kotsopoulos, “Variable speed control of single and two phase induction motors using a three phase voltage source inverter,” in IEEE/IAS Annual Meeting Conference Record, October 1993, pp. 613-620,.</p><p&

45、gt;　　[2]E.R. Collins Jr, H. B. Püttgen, and I. W. E. Sayle, “Single-phase induction motor adjustable speed drive: Direct phase angle control of the auxiliary winding supply,” in IEEE/IAS Annual Meeting Conferenc Re

46、cord, IEEE, IAS-88, October 1992, pp. 246-252.</p><p>　　[3]E.R. Collins Jr,, “Torque and slip behavior of single-phase induction motors driven from variable speed supplies,” in IEEE, IAS-90, pp.246-252.&l

47、t;/p><p>　　[4]E.R. Collins Jr, R. E. Ashley, “Operating characteristics of single-phase capacitor motors driven from variable speed supplies,” in IEEE, IAS-91,pp. 52-57.</p><p>　　[5]T. A. Lipo, “Mo

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49、;　　[7]F. E. Wills, H. R. Schnetzka, and R. D. Hoffer, “US Patent 5136216,AC motor drive system,” 1992.</p><p>　　[8]F. E. Wills, H. R. Schnetzka, and R. D. Hoffer, “US Patent 5218283,AC motor drive system wit

50、h a two phase power supply,” 1993.</p><p>　　[9]P. C. Krause, “Simulation of Unsymmetrical 2-Phase Induction Machines,” IEEE Transactions on Power Apparatus and Systems, vol.PAS-84, NO. 11, 1965, pp. 1025-103

51、7.</p><p>　　[10]A. M. Trzynadlowski, F. Blaabjerge, J.K. Pederson, L. Kirlin, S.Logowski, “Random pulse width modulation technique for converter-fed drive systems – A review,” in IEEE Trans. On Industry Appl

52、icationvol. 30., no. 5, 1994, pp. 1166-1174.</p><p>　　[11]J. Mahdavi, Sh. Kaboli, and H.A. Toliyat, “Conducted electromagnetic emissions in unity power factor ac/dc converters: comparison between PWM and RPW

53、M techniques,” in IEEE, PESC 99, pp. 881-885</p><p>　　[12]E.R. Benedict, T.A. Lipo, “Improved PWM modulation for a permanent-split capacitor motor,” in IEEE, IAS, 2000.</p><p>　　[13]M. A. Boost,

54、 and P. D .Ziogas, , “State-of-the-Art Carrier PWM Techniques: A Critical Evaluation,” IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 24, 1998, pp. 271-280.</p><p>　　[14]Van der Broeck H., “Circuit arrange