外文翻譯譯文--基于隨機(jī)脈寬調(diào)制的調(diào)速控制

1、<p><b>　　中文4840字</b></p><p>　　出處：CPES Annual Meeting. 2000: 202-209</p><p>　　基于隨機(jī)脈寬調(diào)制的調(diào)速控制</p><p>　　西恩·卡門，艾瑞克·柏尼迪特，福瑞斯特·菲特，尼米思·帕特爾，阿卜杜拉·候麥菲

2、爾</p><p>　　（電力電子系統(tǒng)中心，電氣工程學(xué)院，北卡羅來納州大學(xué)，格林斯伯勒, NC 27411 美國）</p><p>　　電話: (336) 334-3151, 傳真: (336) 334-7934</p><p>　　摘要:在PWM的開關(guān)頻率的作用下脈沖寬度調(diào)制（ PWM ）電力電子系統(tǒng)往往產(chǎn)生噪聲。例如，在風(fēng)扇/風(fēng)機(jī)驅(qū)動(dòng)中，該風(fēng)機(jī)

3、使用的驅(qū)動(dòng)器應(yīng)使用“擴(kuò)展頻譜的PWM ”技術(shù)（也稱為隨機(jī)脈寬調(diào)制），在運(yùn)用這種技術(shù)時(shí)要特別注意通過duckwork 的噪聲。本文說明了隨機(jī)開關(guān)條件的控制策略和仿真結(jié)果。該系統(tǒng)包括一個(gè)單相感應(yīng)電機(jī)，通過連接該電機(jī)的主要和輔助繞組通過電橋來作為一個(gè)不對稱三相負(fù)載和升壓電路來產(chǎn)生直流母線電壓。</p><p><b>　　1.前言</b></p><p>　　單相感應(yīng)電機(jī)是

4、世界上應(yīng)用最為廣泛的小功率電機(jī)中的一種。尤其應(yīng)用于三相電力供應(yīng)不方便的家居和商業(yè)等領(lǐng)域。然而，單相電機(jī)的調(diào)速通常通過非電的手段，例如在電機(jī)全速運(yùn)行的情況下控制閥門開度以調(diào)節(jié)機(jī)械功的輸出，或者通過切換繞組來改變電機(jī)的極對數(shù)來滿足不同操作條件的要求[1]。</p><p>　　只有為數(shù)不多的幾個(gè)方案被變頻器使用來實(shí)現(xiàn)單相電機(jī)的速度連續(xù)變化。其中的一個(gè)方法是采用單相整流器來控制共給電機(jī)輔助繞組的電壓相角，然而主要繞組仍

5、然有交流電源供電[2]。獻(xiàn)中提出用單相變頻電源驅(qū)動(dòng)標(biāo)準(zhǔn)電機(jī)的性能，用的是未經(jīng)修改的電容式運(yùn)轉(zhuǎn)電機(jī)。</p><p>　　這些情況表明，標(biāo)準(zhǔn)電機(jī)的工作性能十分受到限制，同時(shí)表明控制共給輔助繞組的單相電壓的相角可以實(shí)現(xiàn)調(diào)速操作[2]。</p><p>　　另一種解決單相調(diào)速驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)發(fā)展問題的辦法是對輸入的交流電整流生成直流電壓，并且用由變壓變頻（VVVF）逆變器驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)給三相電機(jī)提供能量。&l

6、t;/p><p>　　經(jīng)對比唯一的變化是，傳統(tǒng)的三相驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)降低由單相交流電源提供的直流電壓。</p><p>　　然而，單相電機(jī)調(diào)速驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)對于大多數(shù)工況仍然是有相當(dāng)?shù)奈Φ?，因?yàn)橛捎跈C(jī)械、結(jié)構(gòu)或只是成本的限制，三相電機(jī)還不能容易的取代現(xiàn)有的電機(jī)。另外，因?yàn)閱蜗嚯姍C(jī)在大多數(shù)情況下是不平衡的兩相電機(jī)，任何成熟的單相電機(jī)調(diào)速控制器幾乎都可以控制平衡的兩相電機(jī)。這將適用于其他領(lǐng)域，比如小型電機(jī)，

7、這種條件下，與三相繞組的設(shè)置相比兩相繞組在物理上更容易安排。</p><p>　　本文介紹的對單相感應(yīng)電機(jī)實(shí)現(xiàn)連續(xù)的調(diào)速的方法是采用隨機(jī)脈寬調(diào)制和升壓斬波器。針對電機(jī)的主要繞組和輔助繞組的調(diào)制策略與不平衡的兩相繞組在60HZ的設(shè)置一樣。對正弦波脈寬調(diào)制（SPWM）和隨機(jī)脈寬調(diào)制（RPWM）在相同的參數(shù)下的仿真結(jié)果進(jìn)行了比較。結(jié)果表明，采用隨機(jī)脈寬調(diào)制的方案可以減少噪聲。</p><p>&

8、lt;b>　　2.系統(tǒng)介紹</b></p><p>　　調(diào)速技術(shù)的發(fā)展水平可以個(gè)更好的比較，在這里可以認(rèn)為是理想的轉(zhuǎn)換條件如圖1[5]例中，輸入端和輸出端都是由晶閘管組成的全橋，輸入端是單相橋（這是必須的，因?yàn)榧僭O(shè)電源為單相），輸出端是三相橋。在理想情況下假定此電機(jī)是三相鼠籠式感應(yīng)電機(jī)，從而保證以相對低的成本實(shí)現(xiàn)良好的效率。這種轉(zhuǎn)換器總共有10個(gè)晶閘管，顯然是個(gè)成本高的方案。</p>

9、<p>　　單相供應(yīng) 三相鼠籠式異步電動(dòng)機(jī)</p><p>　　圖1 理想調(diào)速拖動(dòng)系統(tǒng)</p><p>　　圖2展示了由紐約國際公司[6-8]驅(qū)動(dòng)器。</p><p>　　單相供電電源 單相鼠籠式異步電動(dòng)機(jī)</p><p>　　圖2 電壓泵升兩相調(diào)速傳動(dòng)系統(tǒng)</p&

10、gt;<p>　　四個(gè)輸入端的晶閘管開關(guān)改為一個(gè)二極管全橋和一個(gè)單一晶閘管組成的升壓斬波器，晶閘管開關(guān)減少至七個(gè)。為了防止轉(zhuǎn)換失敗單相電機(jī)通常用于直接與單相電源相連。該升壓斬波器允許泵生的直流電壓鏈接到更高的電壓上而不是簡單的實(shí)現(xiàn)了二極管全橋。這允許使用常規(guī)單相電機(jī)，這種方案需要額定電壓更大的電壓以得到比額定速度大的轉(zhuǎn)速。</p><p><b>　　3.操作原理</b><

11、;/p><p>　　大多數(shù)的單相電機(jī)具有兩個(gè)繞組結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)在物理上使電機(jī)定子上的電角度偏移90度。繞組往往是不對稱的，在這種情況下，主要繞組會(huì)有更大的額定電流。此外，輔助繞組通過一系列電容連接到交流電源，如圖3所示，以它的電流比主繞組的電流超前約90度。在兩繞組中時(shí)間和空間正交的電流生成不平衡的兩相旋轉(zhuǎn)磁場，這個(gè)磁場確保一些甚至在靜止時(shí)也會(huì)生成轉(zhuǎn)矩。</p><p>　　單相電機(jī)無論是作為

12、電容運(yùn)行，這種情況下輔助繞組永久通電，還是作為電容啟動(dòng)，這種情況下當(dāng)電機(jī)速度提升時(shí)離心開關(guān)會(huì)將輔助繞組從電路中切離。輔助繞組電容啟動(dòng)單相電機(jī)連續(xù)運(yùn)行時(shí)通常不額定，但是只在電機(jī)低速運(yùn)行時(shí)產(chǎn)生電機(jī)啟動(dòng)轉(zhuǎn)矩。</p><p>　　圖3 電容運(yùn)行式單相感應(yīng)電動(dòng)機(jī)</p><p>　　必須選好一組電容，使主要繞組和輔助繞組中的電流在時(shí)間上相差90度，實(shí)現(xiàn)除了不平衡電流角度下對兩相操作。然而，這個(gè)最佳

13、條件只在特定的電機(jī)轉(zhuǎn)速時(shí)發(fā)生，這是因?yàn)閮蓚€(gè)繞組的有效阻抗都隨轉(zhuǎn)差率的變化而變化很大。傳統(tǒng)的單相電機(jī)有時(shí)通過使用兩組電容來改善這種狀況，對電容啟動(dòng)/電容運(yùn)行進(jìn)行配置，以便使時(shí)間和位移正交的電流至少在電機(jī)靜止和正常運(yùn)行時(shí)產(chǎn)生。</p><p>　　對于變速控制來說，供給主要繞組和輔助繞組的應(yīng)該是變頻電壓，這種電壓的幅值和相位要協(xié)調(diào)以保持繞組電流在任何時(shí)間都正交。實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)的一種方法是利用脈寬調(diào)制橋來產(chǎn)生需要的基波交

14、流電壓。</p><p>　　另一種方法是使用6個(gè)開關(guān)的三相PWM，連接于電機(jī)的作為不平衡負(fù)載的兩相繞組之間，如圖2。這是一個(gè)更具經(jīng)濟(jì)效益的解決方案，尤其是當(dāng)人們意識到電力電子開關(guān)中的6個(gè)元件現(xiàn)已作為一個(gè)電力電子功率模塊（不到幾千瓦）。不過請注意，與電機(jī)的額定電流相比開關(guān)的額定值必須增加到 倍，因?yàn)橹行韵嘭?fù)載即經(jīng)過兩相繞組的電流總和不為零（不像三相繞組的中性線）。在實(shí)際應(yīng)用中，考慮到當(dāng)今電力電子開關(guān)的額定值，

15、對于小功率電機(jī)來說這將不是一個(gè)重要的限制。</p><p>　　為了控制具有這種轉(zhuǎn)換器的單相電機(jī)，必須確定電機(jī)如何響應(yīng)通過兩個(gè)繞組的變頻電壓，同時(shí)還要確定控制策略，以最有效的實(shí)現(xiàn)保持繞組電流在任何頻率都正交的目標(biāo)。另外，對于一個(gè)簡單的控制器來說，會(huì)更容易的調(diào)節(jié)繞組電壓正交，糾正繞組阻抗角的偏差。</p><p>　　4.非對稱繞組感應(yīng)電機(jī)</p><p>　　為了便

16、于分析，我們可以考慮使用非對稱兩相異步電機(jī)?？梢酝ㄟ^用于分析三相異步電機(jī)的dq模型來簡單分析這種電機(jī)。對不對稱兩相異步電機(jī)的dq模型的詳細(xì)推到在[9]中描述。非對稱兩相電機(jī)的等效電路圖如圖4所示。</p><p>　　圖4 非對稱兩相異步電機(jī)的等效電路</p><p>　　為了模擬非對稱兩相異步電機(jī)，用normalized flux model構(gòu)造仿真模型。暫態(tài)分析的方程如下：</p

17、><p>　　5個(gè)耦合非線性微分方程：包括4個(gè)恒速度線性微分方程和1個(gè)轉(zhuǎn)矩方程。</p><p>　　慢機(jī)械暫態(tài)：穩(wěn)態(tài)與產(chǎn)生非線性方程（轉(zhuǎn)矩方程）的轉(zhuǎn)子速度（）。</p><p>　　恒定速度：4個(gè)線性時(shí)變微分方程。</p><p>　　由于簡單忽略零序數(shù)量，控制方程如下。</p><p><b>　?。?）&l

18、t;/b></p><p><b>　?。?）</b></p><p><b>　　（3）</b></p><p><b>　?。?）</b></p><p><b>　　式中</b></p><p><b>　?。?/p>

19、5）</b></p><p><b>　?。?）</b></p><p><b>　　在上述方程中</b></p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　式中是與額定頻率對應(yīng)的基波角速度。</p><p>　　如果將方程（5

20、）和（6）中的電流帶入方程（1）至（4）中，則會(huì)得到</p><p><b>　　（8）</b></p><p><b>　?。?）</b></p><p><b>　　（10）</b></p><p><b>　?。?1）</b></p>

21、<p><b>　　式中，，且</b></p><p><b>　?。?2）</b></p><p><b>　?。?3） </b></p><p><b>　　式中</b></p><p><b>　?。?4）</b>

22、</p><p><b>　　（15）</b></p><p>　　在上述方程中，為每秒轉(zhuǎn)子的電角速度。</p><p>　　雖然也可以從轉(zhuǎn)矩表達(dá)式中消除電流，但是一般而言值得觀察四個(gè)電流。因此，通過下式可以方便的求得瞬時(shí)轉(zhuǎn)矩。</p><p><b>　　（16）</b></p>&

23、lt;p>　　式中，為電機(jī)的極對數(shù)。</p><p><b>　　5.隨機(jī)脈寬調(diào)制</b></p><p>　　該方法最近已用于減少電機(jī)驅(qū)動(dòng)器中的PWM引起的機(jī)械振動(dòng)[10]。參考文獻(xiàn)[10]指出，如果脈沖的位置或開關(guān)頻率是隨機(jī)變化的，那么輸出電壓的功率頻譜具有連續(xù)的部分，而離散（諧波）部分將大大減少。利用現(xiàn)有的隨機(jī)脈寬調(diào)制方法有三種基本的概念，這在文獻(xiàn)[11]

24、中已經(jīng)有明確的介紹。</p><p><b>　　A．隨機(jī)開關(guān)頻率</b></p><p>　　隨機(jī)開關(guān)頻率一直是隨機(jī)脈寬調(diào)制最常見的手段。它可以通過規(guī)則或自然采樣法實(shí)現(xiàn)。規(guī)則采樣法采用逆變器，特點(diǎn)是輸出頻率每個(gè)周期的開關(guān)間隔是一個(gè)整數(shù)N。從一個(gè)周期到一個(gè)周期N是可以隨機(jī)變化的。</p><p>　　使用傳統(tǒng)的三角或PWM空間矢量調(diào)制法可以實(shí)現(xiàn)

25、自然采樣法。在三角調(diào)制法中，將參考的電壓信號與三角載波信號相比較，在這里三角波具有隨機(jī)生成的斜率。圖5中顯示了運(yùn)用這種隨機(jī)方法生成的三角波。</p><p><b>　　B．隨機(jī)脈沖位置</b></p><p>　　在隨機(jī)脈沖位置中，在獨(dú)立的開關(guān)間隔中開關(guān)的脈沖信號是隨機(jī)給定的。最簡單的方法包含只有兩個(gè)可能的隨機(jī)選擇位置的，稱作超前滯后RPWM。圖6是一個(gè)關(guān)于這些開關(guān)

26、脈沖的例子。</p><p><b>　　C．隨機(jī)切換</b></p><p>　　在隨機(jī)切換法中，隨機(jī)小數(shù)r有統(tǒng)一的概率分布，是逆變器各相的開關(guān)信號比較理想的占空比。</p><p>　　然而，該方法有很大的缺點(diǎn)，即調(diào)制較低值時(shí)操作的質(zhì)量迅速惡化[10]。文中選用自然采樣法。</p><p>　　6.逆變器的調(diào)制方法&

27、lt;/p><p>　　在本節(jié)中，將會(huì)介紹兩種不同的三橋臂的正弦波脈寬調(diào)制逆變器的控制方法[12]。第一種方法是保持直流母線的重點(diǎn)的終端然后調(diào)制剩下的兩相，實(shí)現(xiàn)以下的電壓：</p><p><b>　?。?7）</b></p><p><b>　?。?8）</b></p><p><b>　　

28、（19）</b></p><p>　　圖5 生成RPWM的隨機(jī)三角波方法</p><p>　　圖6 超前-滯后RPWM技術(shù)的一些調(diào)制脈沖</p><p>　　式中，、、為逆變相電壓，是角頻率，是直流母線電壓。這一方法的向量圖表示如圖7所示。虛線代表單逆變器一橋臂能夠產(chǎn)生的最高輸出電壓。單位基準(zhǔn)，1.0 pu，與對應(yīng)直流母線電壓對應(yīng)。從此圖中，很顯然，對于

29、這種方法來說，峰值電壓可以從1.0 pu 降到0.5 pu 。</p><p>　　圖7 調(diào)制電壓向量圖</p><p>　　第二種方法與三次諧波注入技術(shù)相似。在這個(gè)改進(jìn)的方法中，在每個(gè)三相相電壓注入固定模式的交流信號以增加電壓峰值。三相電壓為：</p><p><b>　?。?0）</b></p><p><b&

30、gt;　　（21）</b></p><p><b>　?。?2）</b></p><p><b>　　式中，</b></p><p><b>　　（23）</b></p><p>　　這將提高以下的調(diào)制限制。</p><p>　　最大可能的峰

31、值電壓，而繞組電壓仍然正交在，幅值為：</p><p><b>　　（24）</b></p><p>　　如果放松正交的約束，可以考慮亮相電壓的復(fù)制之間的折中程度，或者不統(tǒng)一比例</p><p>　　可以得到理想的電壓。例如，如果，當(dāng)?shù)搅銜r(shí)可以增加到1 pu ，即最大電壓傳輸比為1.0。在這種情況下，相臂的“a”和“c”作為一個(gè)單橋，而且通過輔

32、助繞組的電壓減到零?；蛘?，如果繞組電壓停止正交，而是轉(zhuǎn)移到相，最大可能峰值電壓可以提高到1.0 pu，與此同時(shí)，變?yōu)? 。在這種情況下，相臂“a”和“b”成為一致的。</p><p>　　在圖8的向量圖中指明了這個(gè)方法的結(jié)果。請注意，相電壓幅值不相等。</p><p>　　圖8 普通注入式調(diào)制電壓向量圖</p><p><b>　　7.制定的調(diào)制方法<

33、;/b></p><p>　　這種控制算法來自【14】，它已經(jīng)得到了應(yīng)用。它利用三項(xiàng)逆變器產(chǎn)生了相位相差90度的兩相電壓，而且具有任意的幅值比的兩個(gè)向量。這種方法可以用來在單相電機(jī)中增加輔助繞組的阻抗。下一步將討論這一方法。這種調(diào)制方案的一個(gè)重要的性能是所有生成的三線電壓、、具有相同的幅值。</p><p><b>　　(25)</b></p>&

34、lt;p>　　這將使加在所有設(shè)備上的電壓相等，提高設(shè)備利用率，并為給定的直流電壓總線提供盡可能大的輸出電壓。因?yàn)槊總€(gè)向量長度都等于這個(gè)制約因素納入向量圖。如圖9所示。</p><p><b>　　圖9 電壓向量圖</b></p><p><b>　　（26）</b></p><p>　　而且主要繞組電壓和輔助繞組電壓

35、之間的比例與轉(zhuǎn)向比率相等。</p><p><b>　?。?7）</b></p><p>　　顯示基本的三角波，為</p><p><b>　?。?8）</b></p><p><b>　　式中，</b></p><p><b>　?。?9）&

36、lt;/b></p><p>　　而且應(yīng)用勾股定理可以得到。</p><p><b>　　(30)</b></p><p>　　指定的調(diào)制方案的向量圖格式與如圖8所示的普通模式的注入調(diào)制電壓方案相同。如圖10所示。</p><p>　　圖10 指定的調(diào)制方案電壓向量圖</p><p><

37、;b>　　8.仿真結(jié)果</b></p><p>　　運(yùn)用MATLAB/SIMULINK模擬調(diào)速系統(tǒng)（ASD）的理論?；?/4 HP試驗(yàn)機(jī)模擬參數(shù)，如表1所述。</p><p>　　表1：3/4 HP ，6極，230 V ,60HZ 電機(jī)參數(shù)</p><p>　　圖11說明了PWM輸出電壓。在此圖中，和相位應(yīng)該相差90度。此外，應(yīng)該大于，它的峰值大

38、約為530伏。為了保持90°相移/振幅的差異，在圖12中畫出了PWM輸出的最基本的組成部分。這些圖片清楚的表明了這些差異。</p><p>　　單相異步電機(jī)的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩特性如圖13所示。當(dāng)電機(jī)頻率接近60 HZ時(shí)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速接近1.0 pu 。</p><p>　　在0.4秒后電機(jī)由全速（60赫茲）降到一半（30赫茲），圖14顯示了電機(jī)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩特性的變化。</p>

39、<p>　　圖15顯示了電機(jī)的輸出電流，和。與和相反，比大，這取決于翻轉(zhuǎn)比例。電機(jī)輸出電流的關(guān)系由方程（35）給出。</p><p>　　圖16 顯示了電機(jī)繞組電流的軌跡和當(dāng)把計(jì)入電流中時(shí)，電流軌跡的形狀代表定子MMF軌跡。</p><p>　　考察電流軌跡是橢圓形，圖中顯示當(dāng)仿真簡明的方案后所得到的橢圓的主軸并不像期望的那樣嚴(yán)格的水平。這是因?yàn)镸MF 軌跡是一個(gè)失真的圓。&l

40、t;/p><p>　　筆者把逆變器分別用SPWM 和RPWM做了仿真。仿真結(jié)果如圖17和圖18。</p><p>　　圖17是使用SPWM 所得到的電流頻譜，圖18是使用RPWM所得到的電流頻譜。所有的逆變器使用PWM技術(shù)作電流整形而且頻率設(shè)定為5000赫茲。</p><p>　　圖11 PWM逆變器輸出電壓</p><p>　　圖12 單相電機(jī)

41、特性曲線</p><p>　　圖13 速度與轉(zhuǎn)矩曲線</p><p>　　圖14 SPWM 頻率分析</p><p>　　很明顯，使用SPWM所產(chǎn)生的諧波比運(yùn)用RPWM技術(shù)所產(chǎn)生的諧波多。因此，為了減少噪聲使用RPWM的效果比SPWM的效果好。</p><p><b>　　9.總結(jié)</b></p><

42、p>　　本文提出了一種PWM調(diào)制方法可以實(shí)現(xiàn)對不平衡兩相繞組異步電機(jī)調(diào)速操作。在文中研究了電機(jī)的操作并給出特性曲線。從這些分析中，為變頻提供了一種精確的調(diào)制策略，已達(dá)到這樣一種效果，在小轉(zhuǎn)差率的條件下實(shí)現(xiàn)電機(jī)的調(diào)速。</p><p>　　而且，提出一個(gè)叫做RPWM的調(diào)制方法整定此類型的逆變器的輸入電流。從仿真中可以看出，由于在頻域方面RPWM的擴(kuò)展效應(yīng)，這種技術(shù)是減小由逆變器產(chǎn)生的EMI 噪聲。這個(gè)方法已經(jīng)

43、在MATLAB/SIMULINK 軟件中證實(shí)。</p><p><b>　　10.鳴謝</b></p><p>　　在完成這項(xiàng)工作主要得到了國家科學(xué)基金會(huì)編號為EEC-9731677獎(jiǎng)項(xiàng)的支持。</p><p><b>　　參考文獻(xiàn)</b></p><p>　　[1]D. G. Holmes, an

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50、h a two phase power supply,” 1993.</p><p>　　[9]P. C. Krause, “Simulation of Unsymmetrical 2-Phase Induction Machines,” IEEE Transactions on Power Apparatus and Systems, vol.PAS-84, NO. 11, 1965, pp. 1025-103

51、7.</p><p>　　[10]A. M. Trzynadlowski, F. Blaabjerge, J.K. Pederson, L. Kirlin, S.Logowski, “Random pulse width modulation technique for converter-fed drive systems – A review,” in IEEE Trans. On Industry Appl

52、icationvol. 30., no. 5, 1994, pp. 1166-1174.</p><p>　　[11]J. Mahdavi, Sh. Kaboli, and H.A. Toliyat, “Conducted electromagnetic emissions in unity power factor ac/dc converters: comparison between PWM and RPW

53、M techniques,” in IEEE, PESC 99, pp. 881-885</p><p>　　[12]E.R. Benedict, T.A. Lipo, “Improved PWM modulation for a permanent-split capacitor motor,” in IEEE, IAS, 2000.</p><p>　　[13]M. A. Boost,

54、 and P. D .Ziogas, , “State-of-the-Art Carrier PWM Techniques: A Critical Evaluation,” IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 24, 1998, pp. 271-280.</p><p>　　[14]Van der Broeck H., “Circuit arrange