電氣工程及其自動化畢業(yè)設(shè)計大功率開關(guān)電源的設(shè)計

1、<p><b>　　本科畢業(yè)設(shè)計</b></p><p>　　大功率開關(guān)電源的設(shè)計</p><p>　　所在學(xué)院 </p><p>　　專業(yè)班級 電氣工程及其自動化 </p><p>　　學(xué)生姓名 學(xué)號

2、 </p><p>　　指導(dǎo)教師 職稱 </p><p>　　完成日期 年 月 </p><p><b>　　摘要</b></p><p>　　開關(guān)電源在現(xiàn)實生活中應(yīng)用非常廣泛，通過對本課題的探究，不求能做出像樣的成品，但

3、求對開關(guān)電源原理有更深入的了解。為了方便設(shè)計、調(diào)試，將系統(tǒng)分解成四個部分，分別為功率因數(shù)校正電路，輔助電源電路，驅(qū)動電路以及主電路。在嘗試制作實物之前，對局部電路利用仿真軟件進行了虛擬仿真，仿真省去了實際制作過程中的諸多困難，可以幫助理解電路的工作原理，但實物制作又有別于仿真。</p><p>　　功率因數(shù)校正電路可提高電路的功率因數(shù)，有利于改善電能的質(zhì)量，功率因數(shù)校正電路路采用功率因數(shù)校正芯片UC3854；輔助

4、電源為控制電路提供電能，電路以單片集成開關(guān)電源芯片TOP204YN為核心；驅(qū)動電路負責控制功率開關(guān)管——場效應(yīng)管的開通與關(guān)斷，設(shè)計過程中嘗試了兩種方案：第一種方案是采用PWM發(fā)生芯片加脈沖變壓器驅(qū)動，第二種方案是采用場效應(yīng)管驅(qū)動芯片IR2155。調(diào)試過程中發(fā)現(xiàn)第一種方案中因有脈沖變壓器，其振蕩波形不容易把握，第二種方案中，IR2155可工作在600V的高壓下不需要輔助電源供電，其外圍電路也非常簡單，但因兩片IR2155信號難以實現(xiàn)同步，

5、將造成有效占空比丟失從而導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn)定根本帶不動負載；由于設(shè)計要求功率很大，故主電路選擇全橋式變換器電路，構(gòu)成全橋電路的開關(guān)元器件采用IRFP460，其漏-源擊穿電壓為500V，通態(tài)漏極電流為20A，通態(tài)電阻小于等于0.27歐，符合設(shè)計要求。</p><p>　　關(guān)鍵詞：大功率；驅(qū)動；H橋</p><p><b>　　Abstract</b></p>

6、<p>　　The switching power supply is widely used in real life．Through exploring this subject not to make out a perfect product but to understand the principle of switching power supply more in-depth．In order to faci

7、litate and commissioning the design，the system is decomposed into four parts，they are power factor correction circuit，auxiliary power supply circuit，MOSFET drive circuit and the main circuit．Before trying to make out the

8、 powerful switching power supply parts of the circuit are simulated on t</p><p>　　Power factor correction circuit can improve the power factor of circuit and to improve the quality of electric power．UC3854，a

9、 power factor correction chip is used in the power factor correction circuit．TOP204YN，the single integrated switching power supply chip is the core of the auxiliary power supply．The driving circuit is responsible for con

10、trolling the enlightened and shut off of the MOSFET．Two options are chosen：one way is using PWM generator chip plus pulse transformer，the second solution i</p><p>　　Keywords：High power；Drive；H-bridge</p&g

11、t;<p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　前 言1</b></p><p><b>　　第1章 緒論2</b></p><p>　　1.1 開關(guān)電源發(fā)展趨勢2</p><p>　　1.2 設(shè)計任務(wù)及主要技術(shù)指標3</p>

12、;<p>　　1.3 系統(tǒng)總體設(shè)計方案3</p><p>　　第2章 功率因數(shù)校正電路的設(shè)計4</p><p>　　2.1 功率因數(shù)的定義4</p><p>　　2.2 電流諧波4</p><p>　　2.3 功率因數(shù)校正的意義5</p><p>　　2.4 橋式整流電路5</p>

13、<p>　　2.4.1 橋式整流電路工作原理5</p><p>　　2.4.2 橋式整流電路參數(shù)計算6</p><p>　　2.5 電磁干擾濾波器的設(shè)計7</p><p>　　2.6 升壓斬波電路8</p><p>　　2.7 電路設(shè)計9</p><p>　　2.7.1 UC3854芯片介紹9

14、</p><p>　　2.7.2 功率因數(shù)校正電路原理圖11</p><p>　　2.7.3 參數(shù)計算11</p><p>　　第3章 輔助電源的設(shè)計13</p><p>　　3.1 開關(guān)電源的兩種基本控制類型13</p><p>　　3.2 鉗位保護電路的設(shè)計14</p><p>　

15、　3.3 反饋電路的基本類型15</p><p>　　3.4 高頻開關(guān)電源的干擾及抑制16</p><p>　　3.5 OrCAD軟件仿真18</p><p>　　3.6 反激式高頻變壓器設(shè)計20</p><p>　　第4章 驅(qū)動電路的設(shè)計22</p><p>　　4.1 功率開關(guān)管的選擇22</p

16、><p>　　4.2 場效應(yīng)管的保護電路22</p><p>　　4.3 場效應(yīng)管的驅(qū)動電路25</p><p>　　4.3.1直接驅(qū)動式25</p><p>　　4.3.2 耦合驅(qū)動方式26</p><p>　　4.3.3 由集成電路構(gòu)成的驅(qū)動電路27</p><p>　　4.3.4耦合

17、驅(qū)動式和混合式28</p><p>　　第5章 主電路的設(shè)計29</p><p>　　5.1 主電路結(jié)構(gòu)的選擇29</p><p>　　5.2 H橋工作原理29</p><p>　　5.3 主功率變壓器的設(shè)計36</p><p>　　5.4 全橋開關(guān)電源仿真波形37</p><p>

18、;　　第6章 硬件電路調(diào)試39</p><p>　　6.1 輔助電源的調(diào)試39</p><p>　　6.2 驅(qū)動電路的調(diào)試39</p><p>　　6.2.1 以UC3875為核心的PWM產(chǎn)生電路的調(diào)試39</p><p>　　6.2.2 半橋式MOSFET柵極驅(qū)動器IR2155的調(diào)試41</p><p>&

19、lt;b>　　小 結(jié)42</b></p><p>　　致 謝錯誤!未定義書簽。</p><p><b>　　參考文獻43</b></p><p>　　附錄1 OrCAD仿真程序44</p><p>　　附錄2 各部分電路PCB圖45</p><p>　　附錄3 電路

20、裝配圖48</p><p><b>　　前 言</b></p><p>　　開關(guān)電源具有體積小、重量輕、耗能低、使用方便等優(yōu)點，在郵電通信、航空航天、儀</p><p>　　器儀表、工業(yè)設(shè)備、醫(yī)療器械、家用電器等領(lǐng)域應(yīng)用效果顯著。隨著科學(xué)技術(shù)的迅猛發(fā)展，電氣設(shè)備日新月異，尤其是以計算機、信息技術(shù)為代表的高新技術(shù)的發(fā)展，開關(guān)電源的設(shè)計、制造技

21、術(shù)不斷吸收能源、材料及控制技術(shù)等領(lǐng)域的現(xiàn)代成果，使開關(guān)電源不斷地向高效率、小型化、集成化、智能化以及高可靠性等方向發(fā)展。開關(guān)電源從廣義上講，包括交流不間斷供電和直流不間斷供電兩大部分。開關(guān)電源作為各類控制系統(tǒng)的原動力，其地位也日益提高。隨著現(xiàn)代大型用電設(shè)備的迅速發(fā)展，特別是微電子技術(shù)的發(fā)展，任何通信設(shè)備都離不開電源，開關(guān)電源裝置的質(zhì)量直接影響著通信的質(zhì)量。</p><p><b>　　第1章 緒論<

22、;/b></p><p>　　1.1 開關(guān)電源發(fā)展趨勢</p><p>　　在電力電子技術(shù)的應(yīng)用及各種電源系統(tǒng)中，開關(guān)電源技術(shù)處于核心地位。在電動汽車和變頻傳動中都離不開開關(guān)電源技術(shù)，開關(guān)電源能改變用電頻率，從而達到近于理想的負載匹配和驅(qū)動控制。高頻開關(guān)電源技術(shù)，更是各種大功率開關(guān)電源（如逆變焊機、通訊電源、高頻加熱電源、電力操作電源、激光器電源等）的核心技術(shù)。</p>

23、<p><b>　　高頻化</b></p><p>　　電氣產(chǎn)品的變壓器、電感和電容的體積重量與供電頻率的平方根成反比。當把頻率從工頻50Hz提高40倍至20kHz，用電設(shè)備的體積重量大體下降至工頻設(shè)計的5～10%。無論是逆變式整流焊機還是通訊電源用的開關(guān)式整流器，都是基于這一原理。隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，功率電子器件工作頻率上限不斷提高，促使許多原來采用電子管的傳統(tǒng)高頻設(shè)備

24、固態(tài)化，帶來顯著節(jié)能效益。</p><p><b>　　模塊化</b></p><p>　　模塊化有兩方面的含義，其一指功率器件的模塊化，其二指電源單元的模塊化。開關(guān)器</p><p>　　件和與之反并聯(lián)的續(xù)流二極管，實質(zhì)上都屬于“標準”功率模塊（SPM）。有些公司把開關(guān)器件的驅(qū)動保護電路也裝到功率模塊中，構(gòu)成了“智能化”功率模塊（IPM），不

25、但縮小了整機的體積，更方便了整機的設(shè)計制造。由于頻率的不斷提高，致使引線寄生電感、寄生電容的影響愈加嚴重，對器件造成更大的電應(yīng)力（表現(xiàn)為過電壓、過電流毛刺）。為了提高系統(tǒng)的可靠性，“用戶專用”功率模塊（ASPM）應(yīng)運而生，它把一臺整機的幾乎所有硬件都以芯片的形式安裝到一個模塊中，使元器件之間不再有傳統(tǒng)的引線連接，它類似于微電子中的用戶專用集成電路（ASIC）。只要把控制軟件寫入該模塊中的微處理器芯片，再把整個模塊固定在相應(yīng)的散熱器上，就

26、構(gòu)成一臺新型的開關(guān)電源裝置。大功率開關(guān)電源由于器件容量的限制和增加冗余提高可靠性方面的考慮，一般采用多個獨立的模塊單元并聯(lián)工作，采用均流技術(shù)，這樣不但提高了功率的容量，而且極大地提高了系統(tǒng)的可靠性。</p><p><b>　　數(shù)字化</b></p><p>　　在傳統(tǒng)功率電子技術(shù)中，控制部分是按模擬信號來設(shè)計和工作的，現(xiàn)在數(shù)字式信號、數(shù)字電路顯得越來越重要，數(shù)字信號

27、處理技術(shù)日趨完善成熟，顯示出越來越多的優(yōu)點，其優(yōu)點便于計算機處理控制、避免模擬信號的畸變失真、減小雜散信號的干擾、便于軟件包調(diào)試和遙感遙測遙調(diào)，也便于自診斷、容錯等技術(shù)的植入。</p><p><b>　　綠色化</b></p><p>　　電源系統(tǒng)的綠色化指用電設(shè)備耗電量減小，對電網(wǎng)不產(chǎn)生或產(chǎn)生很少污染。國際電工委</p><p>　　員會（

28、IEC）對此制定了一系列標準，如IEC555、IEC917、IEC1000等。實際中，許多功率電子節(jié)電設(shè)備，往往會變成對電網(wǎng)的污染源，如：向電網(wǎng)注入嚴重的高次諧波電流，使總功率因數(shù)下降，使電網(wǎng)電壓耦合許多毛刺尖峰，甚至出現(xiàn)缺角和畸變。20世紀末，各種有源濾波器和有源補償器的方案誕生，有了諸多修正功率因數(shù)的方法。這些為批量生產(chǎn)各種綠色開關(guān)電源產(chǎn)品奠定了基礎(chǔ)。</p><p>　　1.2 設(shè)計任務(wù)及主要技術(shù)指標<

29、;/p><p>　　設(shè)計任務(wù)：研究開關(guān)電源的實現(xiàn)方法，并按照設(shè)計指標要求進行電路的設(shè)計與仿真。分</p><p>　　析、掌握該課題總體方案，廣泛閱讀相關(guān)技術(shù)資料，并提出自己的見解。掌握開關(guān)電源的工作原理。設(shè)計硬件系統(tǒng)并進行仿真，掌握系統(tǒng)調(diào)試方法，使系統(tǒng)達到設(shè)計要求。</p><p><b>　　主要技術(shù)指標：</b></p><

30、;p>　　輸出功率：額定功率500W，最大功率1000W。</p><p>　　輸入電壓自適應(yīng)：220AC±10%。</p><p>　　輸出電壓：有兩路輸出，第一路用于功率放大器，輸出電壓為±90V；第二路用于控制電</p><p>　　路，輸出電壓為+15V。</p><p>　　開關(guān)頻率：50-100KHz。&

31、lt;/p><p><b>　　效率：>85%</b></p><p>　　1.3 系統(tǒng)總體設(shè)計方案</p><p>　　大功率開關(guān)電源的原理框圖如圖1.1所示。該系統(tǒng)的核心部分是全橋功率變換電路。對于大功率的電源設(shè)備要考慮功率因數(shù)校正問題。普通的AC/DC變換器就是橋式整流加電容濾波電路，大容量電容用于減小輸出電壓紋波，但輸入電流卻呈尖峰脈

32、沖狀，這會導(dǎo)致變換器輸入功率因數(shù)下降，對電網(wǎng)產(chǎn)生污染。</p><p>　　第2章 功率因數(shù)校正電路的設(shè)計</p><p>　　2.1 功率因數(shù)的定義</p><p>　　工程中通常用到功率因數(shù)λ的概念，其定義為：</p><p><b>　　(2-1)</b></p><p>　　稱為功率因數(shù)角

33、（不含獨立源的一端口的阻抗角）。它是衡量傳輸電能效果的一個非常重要的指標，表示傳輸系統(tǒng)有功功率所占的比例，即：</p><p><b>　　(2-2)</b></p><p>　　式(2-2)中P為有功功率（即平均功率）其定義為：</p><p><b>　　(2-3)</b></p><p>　　

34、它是瞬時功率不可逆部分的恒定分量，也是其變動部分的振幅，它是衡量一端口實際所吸收的功率，其單位用W（瓦）表示。Q為無功功率，其定義為：</p><p><b>　　(2-4)</b></p><p>　　它是瞬時功率可逆部分的振幅，是衡量由儲能元件引起的與外部電路交換的功率，這里“無功”的意思是指這部分能量在往復(fù)交換的過程中，沒有“消耗”掉。其單位用var(乏)表示。

35、</p><p><b>　　2.2 電流諧波</b></p><p>　　現(xiàn)有的開關(guān)電源都是將交流電壓進行低通濾波、全波整流。電容濾波后，輸出較為平直的直流高壓。這種低通濾波、整流電路是非線性的，雖然電網(wǎng)電壓是一種正弦波，但因負載的影響，輸出電流將會發(fā)生嚴重畸變，呈現(xiàn)出一種脈沖波。這種波會給供電電網(wǎng)帶來危害，使輸入功率因數(shù)下降。</p><p&g

36、t;　　根據(jù)橋式整流中的二極管單向?qū)щ姷奶匦?，只有在輸入端的交流電壓瞬時值超過濾波電容上的電壓時，整流二級管才會因正向偏置而導(dǎo)通。而輸入交流電壓的瞬時值低于濾波電容上的電壓時，整流二極管則反向偏置而截至。于是，只有在輸入交流電壓的峰值附近，整流二極管才會導(dǎo)通，它的導(dǎo)通角約為60°。這樣整流二極管的導(dǎo)通角明顯變小，對交流輸入電壓波形并不產(chǎn)生很大影響，大體上仍然保持正弦波形狀，但是實際上交流輸入電流波形是脈沖尖波，脈寬約為3ms，

37、是半周期（10ms）的1/3，見圖2.1。由此可見，開關(guān)電源輸入端電流畸變是由整流二極管導(dǎo)通角太小引起的，而二極管導(dǎo)通角變小的直接原因則是大容量的濾波電容作為橋式整流輸出負載。</p><p>　　脈沖電流中含有大量的諧波，諧波的產(chǎn)生，一方面使諧波噪聲含量提高，另一方面使整流電路加入的濾波電容體積加大。</p><p>　　為了減小交直變流電路輸入端諧波電流造成的噪聲和對電網(wǎng)產(chǎn)生的諧波污染

38、，保證電網(wǎng)供電質(zhì)量，提高電網(wǎng)的可靠性；同時也為了提高輸入端功率因數(shù)達到節(jié)能的效果，必須限制輸入端諧波電流分量。目前，相應(yīng)的國際標準已經(jīng)頒布并實施，如IEC0-555-2，EN60555-2等。一般規(guī)定各次諧波不得大于某極限值。表2.1給出一個例子說明有的標準所規(guī)定的諧波電流限制。</p><p>　　表2.1 交直變流電路對輸入端諧波電流的限制數(shù)值舉例</p><p>　　2.3 功率因

39、數(shù)校正的意義</p><p>　　功率因數(shù)校正電路能提高電路的功率因數(shù)，這意味著電源不需要吸收較多的無功功率，減輕了供電系統(tǒng)的負擔，降低了線路損耗和容量浪費。同時，由于加入功率因數(shù)校正電路，強迫使整流電路工作電流波形與電壓波形同頻同相，不會對電網(wǎng)造成污染，有利于改善電能的質(zhì)量。隨著電源綠色化概念的提出，作為電能質(zhì)量管理重要方法之一的PFC技術(shù)越來越受到人們的重視。功率因數(shù)校正電路系統(tǒng)框圖如圖2.2所示。</

40、p><p>　　2.4 橋式整流電路</p><p>　　2.4.1 橋式整流電路工作原理</p><p>　　整流電路的功能是將交流電轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟?。完成交直流電轉(zhuǎn)變主要是靠二極管的單向?qū)щ娮饔茫虼硕O管是構(gòu)成整流電路的關(guān)鍵元件。常見的整流電路有單相半波、全波、橋式和倍壓整流電路。此設(shè)計中采用單相橋式整流電路，當輸入信號處于正半周期時，其電流流通路徑如圖2.3（a）所

41、示，輸入信號處于負半周期時，電流流通路徑如圖2.3（b）所示。</p><p>　　2.4.2 橋式整流電路參數(shù)計算</p><p>　　交流輸入電壓，用傅立葉級數(shù)對的波形進行分解后可得：</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　式中恒定分量即為負載的平均值，因此有：</p>&

42、lt;p><b>　?。?-6）</b></p><p><b>　　直流電流為：</b></p><p><b>　　（2-7）</b></p><p>　　在橋式整流電路中，四個二極管對管是兩兩輪流導(dǎo)通的，所以流經(jīng)每個二極管的平均電流為：</p><p><b&

43、gt;　?。?-8）</b></p><p>　　二極管在截止時管子兩端的最大反向電壓。</p><p>　　橋式整流電路的優(yōu)點是輸出電壓高，紋波電壓較小，管子所承受的最大反向電壓較低，在正、負半周內(nèi)都有電流提供給負載，效率較高。此設(shè)計中，整流橋選用GBU606,其輸出電流可以達到6A，可承受的最大反向電壓為600V。</p><p>　　圖2.4 E

44、MI濾波器的基本電路</p><p>　　2.5 電磁干擾濾波器的設(shè)計</p><p>　　電源噪聲是電磁干擾（EMI）的一種，屬于射頻干擾（RFI）。根據(jù)傳播方向的不同，電源噪聲可分為兩大類：一類是從電源進線引入的外界干擾；另一類是由電子設(shè)備產(chǎn)生并經(jīng)電源線傳導(dǎo)出去的噪聲。從形成特點上看，噪聲干擾分串模干擾與共模干擾兩種。串模干擾是兩條電源線之間的噪聲；共模干擾則是兩條電源線對大地的噪聲。

45、因此，一方面要濾除從交流電源線上引入的外部電磁干擾，另一方面還能避免本身設(shè)備向外部發(fā)出噪聲干擾，以免影響同一電磁環(huán)境下其它電子設(shè)備的正常工作。</p><p>　　EMI濾波器的基本電路及典型應(yīng)用圖解分別如圖2.4和圖2.5所示。電路中包括共模扼流圈L、濾波電容器C1～C4。L對串模干擾不起作用，當出現(xiàn)共模干擾時，由于兩個線圈的磁通方向相同，經(jīng)過耦合后總電感量迅速增大，因此對共模信號呈現(xiàn)很大的感抗，使之不易通過，

46、故稱作共模扼流圈。它的兩個線圈分別繞在低損耗、高導(dǎo)磁率的鐵氧體磁環(huán)上。當有共模電流通過時，兩個線圈上產(chǎn)生的磁場就會互相加強。L的電感量與EMI濾波器的額定電流I有關(guān)，見表2.2。當額定電流較大時，共模扼流圈的線徑也要相應(yīng)增大，以便能承受較大的電流。此外，適當增加電感量，可改善低頻衰減特性。C1和C4采用薄膜電容器，容量范圍大致是0.01～0.47μF，主要用來濾除串模干擾。C2和C3跨接在輸出端，并將電容器的中點接通大地，能有效地抑制共

47、模干擾。C2和C3的容量范圍是2200pF～0.1μF。為減小漏電流，電容器量不宜超過0.1μF。C1～C4的耐壓值均為630VDC或250VAC。</p><p>　　表2.2 電感量范圍與額定電流的關(guān)系</p><p>　　2.6 升壓斬波電路</p><p>　　升壓斬波電路的原理圖如圖2.6所示。分析升壓斬波電路的工作原理時，首先假設(shè)電路中電感L值很大，電

48、容C值也很大。當V處于通態(tài)時，電源E向電感L充電，充電電流基本恒定為I1，同時電容C上的電壓向負載R供電，因C值很大，基本保持輸出電壓uo為恒定值，值為Uo。設(shè)V處于通態(tài)的時間為ton，此階段電感L上積蓄的能量為EI1ton。當V處于關(guān)斷時E和L共同向電容C充電，并向負載R提供能量。設(shè)V處于斷態(tài)時間為toff，則在此期間電感L釋放的能量為（Uo-E）I1toff。當電路工作于穩(wěn)態(tài)時，一個周期T中電感L積蓄的能量與釋放的能量相等，即：&l

49、t;/p><p><b>　　(2-9)</b></p><p><b>　　整理得：</b></p><p><b>　　(2-10)</b></p><p>　　上式中的T/toff≥1，輸出電壓高于電源電壓，故稱該電路為升壓斬波電路。</p><p>

50、　　利用仿真軟件OrCAD對圖2.6所示升壓斬波電路進行仿真，給定輸入直流電壓為280V，場效應(yīng)管的開關(guān)頻率為50kHz，得到仿真結(jié)果如圖2.7所示。從圖中可得到輸出電壓約為307V，高于輸入直流電壓280V。</p><p><b>　　2.7 電路設(shè)計</b></p><p>　　2.7.1 UC3854芯片介紹</p><p>　　UC3

51、854系列平均電流模式功率因數(shù)控制器最早是由美國Unitrode公司研制并量產(chǎn)的，進</p><p>　　入市場后很快得到了廣泛的應(yīng)用。雖然其推出時間較長，但仍有非常典型的意義。</p><p>　　UC3854A的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖2.8所示，其基本組成介紹如下：</p><p>　　1 欠電壓封鎖比較器（UVLC）：電源電壓VCC高于16V時，基準電壓建立，振蕩器開始

52、振蕩，輸出級輸出PWM脈沖。當電源電壓VCC低于10V時，基準電壓中斷，振蕩器停振，輸出級被封鎖。</p><p>　　2 使能比較器（EC）：使能腳（10腳）的輸出電壓高于2.5V時，輸出級輸出脈動脈沖；使能腳的輸入電壓低于2.25V時，輸出級關(guān)斷。</p><p>　　3 電壓誤差放大器（VEA）：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后，加到該放大器的反相輸入端，與7.5V基準電壓比較

53、，其差值經(jīng)放大后加到乘法器的一個A輸入端。</p><p>　　4 乘法器（MUL）：乘法器的輸入信號除了誤差電壓外，還有與已整流的交流電壓成正比的電流和前饋電壓。</p><p>　　5 電流誤差放大器（CEA）：乘法器輸出的基準電流IMO在RMO兩端產(chǎn)生基準電壓。電阻RS兩端的電壓與RMO兩端的電壓相減后的電流取樣信號加到電流誤差放大器的輸入端，誤差信號經(jīng)放大后，加到PWM比較器中與振

54、蕩器的鋸齒波電壓比較，調(diào)整輸出脈沖的寬度。</p><p>　　6 振蕩器（OSC）：振蕩器的震蕩頻率由14腳的外接電容和12腳的外接電阻決定，只有建立基準電壓后，振蕩器才開始震蕩。</p><p>　　7 PWM比較器（PWM COMP）：電流誤差放大器的輸出信號與振蕩器的鋸齒波電壓經(jīng)該比較器產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號，信號加到觸發(fā)器上。</p><p>　　8 觸發(fā)器（F

55、LIP FLOP）：振蕩器和PWM比較器輸出信號分別加到觸發(fā)器的R、S端，控制觸發(fā)器輸出脈沖。該脈沖經(jīng)與門電路和推拉輸出級后，驅(qū)動外接的功率MOSFET。</p><p>　　9 基準電源（REF）：該基準電壓受欠電壓封鎖比較器和使能比較器控制，當這兩個比較器都輸出高電平時，9腳可輸出7.5V的基準電壓。</p><p>　　10峰值電流限制比較器（LMT）：電流取樣信號加到比較器的輸入端

56、，輸出電流達到一定數(shù)值后，該比較器通過觸發(fā)器關(guān)斷輸出脈沖。</p><p>　　11 軟啟動電路（SS）：基準電壓建立后，14μA電流源對SS腳的外接電容充電。剛開</p><p>　　始充電時，SS腳的電壓為零，接在SS腳內(nèi)的隔離二極管導(dǎo)通，電壓誤差放大器的基準電壓為零，UC3854無輸出脈沖。SS腳外接電容充足電后，隔離二極管關(guān)斷，軟啟動電容與電壓誤差放大隔離，軟啟動過程結(jié)束后，UC3

57、854正常輸出脈沖。發(fā)生欠電壓封鎖或使能關(guān)斷時，與門輸出信號除了關(guān)斷輸出外，還使并聯(lián)在SS腳外接電容兩端的內(nèi)部晶體管導(dǎo)通，從而使SS腳外接電容放電，以保證下次啟動時，其從零開始充電。</p><p>　　UC3854A DIP封裝引腳排列如圖2.9所示。各管腳功能如下：</p><p>　　1腳GND（接地腳）：所有電壓的測試基準點。振蕩器定時電容的放電電流也由該腳返回，因此定時電容到該腳

58、的距離應(yīng)盡可能短。</p><p>　　2腳PKLMT（峰值限流）：峰值限流門限值為零。該腳應(yīng)接入電流取樣電阻的負電壓。為了使電流取樣電壓上升到地電位，該腳與基準電壓腳（VREF）之間應(yīng)接入一只電阻。</p><p>　　3腳 CA Out（電流放大器輸出）：該腳是寬帶運算放大器的輸出端，該放大器檢測并放大電網(wǎng)的輸入電流，控制脈寬調(diào)制器，強制校正電網(wǎng)輸入電流。</p><

59、;p>　　4腳ISENSE（電流取樣電壓負極）：該腳為電流放大器的反相輸入端。</p><p>　　5腳Mult Out（乘法器的輸出端和電流取樣電壓的正極）：模擬乘法器的輸出直接接到電流放大器的同相輸入端。</p><p>　　6腳IAC（輸入交流電流取樣信號）：電流取樣信號IAC從該腳加到模擬乘法器中。</p><p>　　7腳VA Out（電壓放大器輸出

60、端）：該腳電壓可調(diào)整輸出電壓。</p><p>　　8腳VRMS（有效值電壓輸入端）：整流橋輸出電壓經(jīng)分壓后加到該腳，為了實現(xiàn)最佳控制，該腳電壓應(yīng)在1.5～3.5V之間。</p><p>　　9腳VREF（基準電壓輸出端）：該腳輸出7.5V的基準電壓，最大輸出電流為10mA，并且內(nèi)部可以限流，當VCC電壓較低或使能腳ENA為低電平時，該腳電壓為零，該腳到地應(yīng)接容量為0.1μF的電容。<

61、;/p><p>　　10腳ENA（使能控制端）：使UC3854輸出PWM驅(qū)動電壓的邏輯控制信號輸入端。該信號還能控制基準電壓、振蕩器和軟啟動電路。不需要使能控制時，該腳應(yīng)接5V電源或通過100kΩ電阻接VO腳。</p><p>　　11腳VSENSE（反相輸入端）：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)分壓后加到該腳。該腳與電壓放大器的輸出端（7腳）之間還應(yīng)加入放大器的RC補償網(wǎng)絡(luò)。</p>

62、<p>　　12腳RSET（振蕩器定時電容充電電流和乘法器最大輸出電流設(shè)定電阻接入端）：該腳與大地之間接入一只電阻，可設(shè)定定時電容的充電電流和乘法器的最大輸出電流。乘法器的最大輸出電流為3.5/RSET。</p><p>　　13腳SS（啟動端）：UC3854或VSS電壓過低時，該腳電位為零。開始工作后，14μA電流對外接電容充電，該腳電壓逐漸上升到7V，PWM脈沖占空比逐漸增大，輸出電壓逐漸升高。

63、</p><p>　　14腳CT（振蕩器定時電容接入端）：該腳到地之間接入定時電容，可按下式設(shè)定振蕩器的工作頻率：</p><p><b>　　(2-11)</b></p><p>　　15腳VCC（正電源電壓）：為了保證正常工作，該腳電壓應(yīng)高于17V，為了吸收外接MOSFET柵極電容在充電時產(chǎn)生的電流尖峰，該腳與地之間應(yīng)接入旁路電容。<

64、/p><p>　　16腳GT Drv（柵極驅(qū)動電壓輸出端）：該腳輸出電壓驅(qū)動外接的MOSFET。該腳內(nèi)部接有鉗位電路，可將輸出脈沖的幅值鉗位在15V，因此當VCC高達35V時，該器件仍可正常工作。在使用中，該腳與MOSFET的柵極之間應(yīng)串聯(lián)接入一只阻值大于5Ω的電阻，以免驅(qū)動電容負載時，發(fā)生輸出電流過沖的現(xiàn)象。</p><p>　　2.7.2 功率因數(shù)校正電路原理圖</p>&l

65、t;p>　　以UC3854A為核心的功率因數(shù)校正電路原理圖如圖2.10所示，該圖由UC3854的數(shù)據(jù)手</p><p>　　冊中的典型應(yīng)用電路稍加修改得到。</p><p>　　2.7.3 參數(shù)計算</p><p>　　1、振蕩電路參數(shù)的選取。Iset是振蕩器的充電電流，它的值由Rset的值來設(shè)定，而振蕩器頻率有定時電容及其充電電流決定，定時電容的電容值由式（

66、2-11）決定。CT是定時電容的電容值，f是以赫茲為單位的開關(guān)頻率。在該設(shè)計中的轉(zhuǎn)換器f為56kHz，電阻Rset為22kΩ，所以CT為0.001μF。</p><p>　　2、為了強迫電流波形跟隨電壓波形變化而變化，芯片6腳對輸入電壓波形采樣。這一信號被芯片內(nèi)部的電壓放大器放大，為電流控制回路提供參考信號。根據(jù)數(shù)據(jù)書冊中提供的計算公式，可算得R28=220×1.414/0.4=777k，實際取720k

67、。R32=R28/4=180k。</p><p>　　3、該電路中最難把握的當屬升壓電感了，取現(xiàn)有的磁心材料，通過實驗來確定。其它參數(shù)按照芯片數(shù)據(jù)手冊中的典型應(yīng)用電路選取。</p><p>　　第3章 輔助電源的設(shè)計</p><p>　　3.1 開關(guān)電源的兩種基本控制類型</p><p>　　開關(guān)電源有兩種控制類型，一種是電壓控制，另一種是電

68、流控制。兩種控制方式各有其</p><p><b>　　特點。</b></p><p>　　電壓控制方式是開關(guān)電源最常用的一種控制類型。電壓控制型的基本原理如圖3.1所示。電壓控制型的特點是先通過對輸出電壓進行取樣，得到的取樣電壓作為控制環(huán)路的輸入信號，將取樣電壓和基準電壓進行比較，并將比較結(jié)果放大成誤差電壓，再將誤差電壓送至PWM比較器與鋸齒波電壓進行比較，獲得脈沖

69、寬度與誤差電壓成正比的調(diào)制信號。</p><p>　　電壓控制類型開關(guān)電源屬于閉環(huán)控制系統(tǒng)，且只有一個電壓反饋回路，電路設(shè)計比較簡單，另外，在調(diào)制過程中工作穩(wěn)定，輸出阻抗低，可采用多路電源給同一個負載供電。但也存在不足之處：響應(yīng)速度較慢，當輸入電壓發(fā)生變化時，必須等輸出電壓發(fā)生變化之后，才能對脈沖寬度進行調(diào)節(jié)，輸出電壓的變化要經(jīng)過多個周期后才能表現(xiàn)出來，由于電壓控制型的響應(yīng)時間較長，使輸出電壓穩(wěn)定性受到一定的影響

70、；需另外設(shè)計過流保護電路；控制回路的相位補償較復(fù)雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化。</p><p>　　電流控制型開關(guān)電源在電壓控制環(huán)的基礎(chǔ)上又增加了電流控制環(huán)，其基本原理如圖3.2所示。US為電流檢測電阻的壓降。電流控制型需通過檢測電阻來檢測功率開關(guān)管的開關(guān)電流，并可逐個周期的限制電流，便于實現(xiàn)過電流保護。電流控制型開關(guān)電源屬于雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)由電壓反饋電路構(gòu)成，內(nèi)環(huán)由電流反饋電路組成，并且電流反饋電路受電壓反

71、饋電路的控制；電流控制型對輸入電壓瞬態(tài)變化的響應(yīng)速度快；在電壓控制環(huán)和電流控制環(huán)的共同控制下，可提高電壓調(diào)整率指標；只要開關(guān)電流脈沖的峰值達到設(shè)定的閾值，PWM比較器就動作，使功率開關(guān)管關(guān)斷，維持輸出電壓穩(wěn)定；本身帶限電流保護電路無需另外設(shè)計限流保護電路。但電流控制型也存在以下缺點：由于存在兩個控制環(huán)路，電路設(shè)計及分析比較復(fù)雜；當占空比超過50%時可能造成控制環(huán)路工作不穩(wěn)定，需增加斜率補償電路；因一次側(cè)電感工作在連續(xù)儲能模式，開關(guān)電流信

72、號的上升斜率較小，容易導(dǎo)致PWM控制器誤動作，需增加噪聲抑制電路。</p><p>　　3.2 鉗位保護電路的設(shè)計</p><p>　　當功率MOSFET由導(dǎo)通變成截止時，在開關(guān)電源的一次繞組上會產(chǎn)生尖峰電壓和感應(yīng)電壓。其中的尖峰電壓是由于高頻變壓器存在漏感而形成的，它與直流高壓和感應(yīng)電壓疊加在MOSFET的漏極上，很容易損壞MOSFET。因此，必須增加漏極鉗位保護電路，對尖峰電壓進行鉗位

73、或者吸收。對于TOPSwitch系列單片開關(guān)電源，其功率開關(guān)管的漏—源擊穿電壓不低于700V，感應(yīng)電壓典型值等于135V。</p><p>　　漏極鉗位保護電路主要有以下幾種方案（電路圖見圖3.3）：</p><p>　?。?）利用瞬態(tài)電壓抑制器TVS（P6KE200）和阻塞二極管（超快恢復(fù)二極管UF4005）組成的TVS、VD型鉗位電路，如圖3.3（a）所示。</p>&l

74、t;p>　?。?）利用阻容吸收元件和阻塞二極管組成的R、C、VD型鉗位電路，如圖3.3（b）所示。</p><p>　　（3）由阻容吸收元件、TVS和阻塞二極管構(gòu)成的R、C、TVS、VD型鉗位電路，如圖3.3（c）所示。</p><p>　?。?）由穩(wěn)壓管（VDZ）、阻容吸收元件和阻塞二極管（快恢復(fù)二極管FRD）構(gòu)成的VDZ、R、C、VD型鉗位電路，如圖3.3（d）所示。</p

75、><p>　?。?）圖3.3（e）與圖3.3（c）電路類似，只是用一電阻替代TVS。</p><p>　　（6）圖3.3（f）由圖3.3（e）改進得到，它不僅起到保護功率MOSFET不被高壓擊穿，還能改善高頻變壓器原邊電壓波形。</p><p>　　上述方案中（3）的保護效果最佳，它能充分發(fā)揮TVS響應(yīng)速度極快、可承受瞬態(tài)高能量脈沖之優(yōu)點，并且還增加了RC吸收回路。&l

76、t;/p><p>　　3.3 反饋電路的基本類型</p><p>　　開關(guān)電源的反饋電路如圖3.4所示。</p><p>　　主要有4種基本類型： 1、基本反饋電路；</p><p>　　2、改進型基本反饋電路；</p><p>　　3、配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路；</p><p>　　4、配TL431

77、的光耦反饋電路。</p><p>　　圖3.4（a）為基本反饋電路，其優(yōu)點是電路簡單，成本低廉，適于制作小型化、經(jīng)濟型開關(guān)電源；其缺點是穩(wěn)壓性能較差，電壓調(diào)整率SV=±1.5%～±2.5%，負載調(diào)整率SI≈±5%。</p><p>　　圖3.4（b）為改進型基本反饋電路，只需增加一只穩(wěn)壓管VDZ2和電阻R1，即可使負載調(diào)整率達到±2.5%。VDZ2的

78、穩(wěn)定電壓一般為22V，必須相應(yīng)增加偏置繞組的匝數(shù)，以獲得較高的偏置電壓UB，滿足電路的需要。</p><p>　　圖3.4（c）是配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。由VDZ2提供參考電壓UZ，當輸出電壓UO發(fā)生波動時，在光耦內(nèi)部的LED上可獲得誤差電壓。因此，該電路相當于給TOPSwitch增加一個外部誤差放大器，再與內(nèi)部誤差放大器配合使用，即可對UO進行調(diào)整。這種反饋電路能使電壓調(diào)整率達到±1%以下。</

79、p><p>　　圖3.4（d）是配TL431的光耦反饋電路，其電路較復(fù)雜，但穩(wěn)壓性能最佳。這里用TL431型可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器來代替普通的穩(wěn)壓管，構(gòu)成外部誤差放大器，進而對UO作精細調(diào)整，可使單路輸出式開關(guān)電源的電壓調(diào)整率和負載調(diào)整率分別達到±0.2%、±0.5%，能與線性穩(wěn)壓電源相媲美。這種反饋電路適用于構(gòu)成精密開關(guān)電源。</p><p>　　3.4 高頻開關(guān)電源的干擾

80、及抑制</p><p>　　開關(guān)電源在工作時會產(chǎn)生很強的干擾，它們通過電源線以共模或串模方式向外傳導(dǎo)，同時還向周圍空間輻射。開關(guān)電源對由電網(wǎng)侵入的外部干擾也很敏感，并經(jīng)由它傳遞到內(nèi)部電子電路中。以圖3.5為例分析開關(guān)電源的干擾來源及其抑制方法。</p><p>　　開關(guān)電源的干擾來源主要有如下5點：</p><p>　?。?）脈沖變壓器一次側(cè)L1、開關(guān)管VT1和濾波

81、電容C1構(gòu)成的高頻開關(guān)電流環(huán)路（圖中Ⅰ）可能產(chǎn)生較大的空間輻射。如果電容器C1濾波不足，則高頻電流還會以串模方式傳導(dǎo)到交流電源中去。</p><p>　?。?）脈沖變壓器二次側(cè)L2、整流二極管VD5、濾波電容C2也構(gòu)成高頻開關(guān)電流環(huán)路（圖中Ⅱ），可能向空間輻射干擾。如果電容C2濾波不足，則高頻電流將以串模形式疊加在輸出直流電壓UO上，影響后續(xù)電子電路的正常工作。</p><p>　?。?）

82、脈沖變壓器的一次側(cè)和二次側(cè)間存在分布電容C,一次側(cè)的高頻電壓通過這些分布電容將直接耦合到二次側(cè)上去，在二次側(cè)的兩條輸出電源線上產(chǎn)生同相位的共模干擾。如兩線對地阻抗不平衡，還會轉(zhuǎn)變成串模干擾。同理，該脈沖變壓器的漏感在電路工作過程中會向空間輻射電磁干擾。</p><p>　　（4）脈沖變壓器二次側(cè)后面的整流二極管VD5會產(chǎn)生反向浪涌電流。硅二極管在正向?qū)〞rPN結(jié)內(nèi)的電荷被積累，二極管加反向電壓時積累的電荷消失并產(chǎn)

83、生反向電流。因為開關(guān)電流須經(jīng)二極管整流，二極管由導(dǎo)通轉(zhuǎn)變?yōu)榻刂沟臅r間很短，在短時間內(nèi)要讓存儲電荷消失就會產(chǎn)生反向電流的浪涌。由于直接輸出線路中的分布電感、分布電容，浪涌引起了高頻衰減振蕩，這是一種串模干擾。</p><p>　?。?）開關(guān)晶體管的負載是脈沖變壓器一次側(cè)的L1，是感性負載，所以開關(guān)通斷時管子兩端會出現(xiàn)較高的浪涌尖峰電壓，這個干擾會傳導(dǎo)到輸入、輸出端去，也可能擊穿開關(guān)管。</p><

84、;p>　　了解了開關(guān)電源干擾的來源，方能對癥下藥，解決開關(guān)電源的干擾問題可從以下幾個方</p><p><b>　　面入手：</b></p><p>　　（1）交流電源線輸入端接入共模和串模濾波器，防止開關(guān)電源的共模和串模干擾傳遞到電源線中，即可避免影響電網(wǎng)中其它用電設(shè)備，同時又能抑制來自電網(wǎng)的噪聲干擾。共模和串模濾波器的形式已在第2章中給出，其機理亦有所闡述，

85、故此不再贅述。</p><p>　?。?）在直流電源輸出端加接抗共模干擾濾波器，例如用鐵氧體磁環(huán)做成的共模扼流圈，電感量為1～3mH即可滿足要求。如輸出電路的濾波電容器不能充分抑制串模干擾可再加一電感一電容組成的F型低通濾波器。</p><p>　　（3）脈沖變壓器一次側(cè)和二次側(cè)間加靜電屏蔽層，屏蔽層應(yīng)盡量靠近開關(guān)管的發(fā)射極接地，這可以大大減小一次、二次側(cè)間的耦合電容C。</p>

86、;<p>　?。?）在開關(guān)管兩端加RC吸收回路，吸收浪涌電壓，如圖3.6所示。</p><p>　　圖3.6 RC吸收回路 圖3.7 抑制二極管反向浪涌的方法</p><p>　　（5）在輸出端的整流二極管兩端加RC吸收回路，抑制反向浪涌，也可在整流二極管支路中串接可飽和磁心的線圈SC，如圖3.7所示?？娠柡痛判木€圈在通過正常電流時磁心飽和，

87、電感量很小，不會影響電路正常工作，一旦電流要反向通過時，磁性線圈將產(chǎn)生很大的反電動勢，阻止反向電流的上升，因此將它與整流二極管串聯(lián)時就能有效地阻止反向浪涌。可飽和磁心采用非晶型磁性材料，目前已制成超小型非晶型磁環(huán)，可以直接套在二極管的正極引線上，使用方便，效果也比RC吸收回路好。</p><p>　?。?）印制電路板布線時應(yīng)注意：</p><p>　?、?輸出直流電源線最好用雙絞線，至少應(yīng)

88、該緊靠在一起走線。</p><p>　?、?開關(guān)電源的輸入輸出電源線應(yīng)盡可能遠離電路中的信號線。</p><p>　　③ 不要把開關(guān)電源的輸入交流電源線和輸出直流電源線靠在一起，更不能捆扎在一起。</p><p>　　3.5 OrCAD軟件仿真</p><p>　　借助于仿真軟件，在實際制作過程中可以少走一些彎路，特別是對于像我一樣缺少實際

89、制作經(jīng)驗，理論知識又有所欠缺的一類人。各種仿真軟件層出不窮，可以挑選幾款細細把玩，但也不能盡信各種仿真軟件仿真出來的結(jié)果，仿真結(jié)果只能提供參考，實際調(diào)試過程又有別于仿真。使用軟件仿真最大的好處便是，各種元器件的參數(shù)可以隨意修改，不會造成任何經(jīng)濟損失，更不必擔心會危及生命安全！</p><p>　　對于輔助電源漏極鉗位保護電路中電阻電容的取值如何影響高頻變壓器一次側(cè)和二次側(cè)的電壓波形，通過仿真軟件仿真結(jié)果便有一個非

90、常直觀的了解。以圖3.3（b）為例，運用控制變量法研究電阻R和電容C如何影響電壓波形。仿真電路圖如圖3.8所示。</p><p>　　步驟一：欲了解電阻R對高頻變壓器一、二次側(cè)電壓波形的影響，需保持除R外的所有元器件參數(shù)恒定，改變電阻R的阻值。電路中C取0.01μF并保持不變，以下分三組進行試驗。第一組R=50Ω；第二組R=500Ω；第三組R=5kΩ，得圖3.8中a點的波形分別如圖3.9（a）、（b）和（c）所示

91、。從圖中不難看出，隨著電阻R阻值的增大，電壓出現(xiàn)過沖的現(xiàn)象也愈加嚴重，（a）圖電壓過沖約100V，（b）圖約300V,（c）圖約700V。圖3.8中b點電壓波形分別如圖3.9（d）、（e）和（f）所示。顯而易見，隨著電阻的增大，電壓反向過沖也隨之增大。</p><p>　　步驟二：欲了解電容C對高頻變壓器一、二次側(cè)電壓波形的影響，需保持除C外的所有元器件參數(shù)恒定，改變電容C的大小。電路中R取500Ω并保持不變，以

92、下分三組進行試驗。第一組C=0.1μF；第二組C=0.01μF；第三組C=0.001μF，得圖3.8中a點的波形分別如圖3.10（a）、（b）和（c）所示。從圖中可以看出，隨著電容C的減小，電壓出現(xiàn)過沖的現(xiàn)象越來越嚴重，圖3.10（a）中電壓最大值為500V左右，（b）圖達到620V左右，而（c）圖則過沖到了800V左右。圖3.8中b點電壓波形分別如圖3.10（d）、（e）和（f）所示。不難得到，隨著電容C的減小，電壓反向過沖隨著增大。

93、</p><p>　　綜上所述，電阻R的值應(yīng)盡量小，而電容C的值應(yīng)盡量取大?，F(xiàn)R的值取50Ω，C的值取1μF，得到a、b點的電壓波形如圖3.11所示。輸出電壓波形如圖3.12所示。</p><p>　　3.6 反激式高頻變壓器設(shè)計</p><p>　　高頻變壓器是開關(guān)電源中的重要元件，它在很大程度上決定開關(guān)電源質(zhì)量的高低。高頻</p><p>

94、;　　圖3.12 輸出電壓波形</p><p>　　變壓器具有儲能、平滑濾波、能量傳遞、減少紋波系數(shù)、抑制尖峰電流和電壓、限流、隔離等作用，可與電路電容構(gòu)成諧振產(chǎn)生交流電壓、電流。在設(shè)計高頻變壓器時，磁心大小、氣隙大小、一次側(cè)電感、一次繞組匝數(shù)、漆包線線徑大小以及在磁心內(nèi)直流成分和交流成分之間的相互影響等問題在設(shè)計中當考慮再三。</p><p>　　磁心氣隙可以有效地減少剩余磁感應(yīng)強度和

95、增加有效磁場強度工作范圍，但是磁心氣隙決不能改變交變磁通量或是改善磁心的交流電場對磁心的作用。在大的直流電流的作用下，磁心容易進入飽和狀態(tài)，若磁心留有氣隙，則可以利用氣隙來平衡穩(wěn)定磁飽和狀態(tài)的直流成分，防止磁飽和。</p><p>　　設(shè)定輔助電源輸入電壓為90～240V（50Hz）；輸出電壓為+15V，輸出功率Po為30W，電源效率η為85%。則，輸入功率：</p><p><b&

96、gt;　　(3-1)</b></p><p>　　根據(jù)輸入功率選擇EF20/10磁心。</p><p>　　設(shè)工作頻率f=50kHz，則周期：</p><p><b>　　(3-2)</b></p><p>　　一次繞組開關(guān)管的最大導(dǎo)通時間對應(yīng)于最低輸入電壓和最大負載。</p><p>

97、;　　ton=DT=0.4×20μs=8μs (3-3)</p><p>　　當變換電路在最低輸入電壓下滿載工作時，計算它的輸入端直流電壓VP。對于單相交流電容濾波，直流電壓不會超過交流輸入電壓有效值的1.3倍，倍壓整流系數(shù)為1.414，則VP=90×1.3×1.414≈165V</p><p>　　查得EF20/10

98、磁心的中心柱的有效面積為31.8mm2。飽和磁感應(yīng)強度在100時為360mT，對于一般形狀、材質(zhì)的鐵氧體磁芯，當工作頻率為50kHz時，60%的飽和值ΔBac=360×0.6mT=216 mT。</p><p>　　一個導(dǎo)通期間的伏秒值與一次匝數(shù)的關(guān)系為：</p><p><b>　　(3-4)</b></p><p>　　式（3-4

99、）中，NP為一次匝數(shù)；VP為一次側(cè)所加直流電壓；ton為導(dǎo)通時間；Ae為磁心有效面積（mm2）。</p><p><b>　　(3-5)</b></p><p><b>　　一次繞組每伏匝數(shù)：</b></p><p><b>　　(3-6)</b></p><p><b&

100、gt;　　二次繞組匝數(shù)：</b></p><p><b>　　(3-7)</b></p><p>　　高頻變壓器6個引出腳所確定的相位關(guān)系同名端“ ”如圖3.13所示。</p><p>　　第4章 驅(qū)動電路的設(shè)計</p><p>　　4.1 功率開關(guān)管的選擇</p><p>　　在開

101、關(guān)穩(wěn)壓電源中，開關(guān)電路是其核心部分，它是由功率開關(guān)管、二極管、電感器和電。</p><p>　　容器等組成的。功率開關(guān)管可以是半導(dǎo)體功率三極管，也可以是MOSFET、SCR、IGBT等。在此設(shè)計中選用功率MOSFET。型號為IRFP460，它由美國國際整流（IR）公司于1997年推出的低電荷HEXFET，除此之外還有IRFP45LC、IRF740LC、IRFBBC40LC等。由于采用了較窄的多晶硅線、較厚的柵極氧

102、化層、較低的溝道注入等工藝，使MOSFET工作效率有所提高：由于柵極電荷與輸入電容較少，顯著降低柵極驅(qū)動功率，減少開關(guān)電源、照明整流器、DC-DC變換器的驅(qū)動成本；由于柵-漏極米勒反饋電容減少，故MOSFET管的總開關(guān)損耗減少了一半，明顯提高了開關(guān)效率；使柵極額定電壓增大一倍，達到±30V，可去掉柵-源極并聯(lián)的齊納管，提高了功率管的dv/dt抗擾度，從而減輕或取消吸收電路；使開關(guān)頻率提高到500kHz～1MHz以上。查得IRF

103、P460的漏-源擊穿電壓為500V，通態(tài)漏極電流為20A，通態(tài)電阻小于等于0.27歐。能夠滿足此設(shè)計中的要求。</p><p>　　4.2 場效應(yīng)管的保護電路</p><p>　　圖4.1為關(guān)斷緩沖電路的基本電路，關(guān)斷緩沖電路的作用是限制功率開關(guān)管兩端的電壓上升率du/dt。V1是反向恢復(fù)二極管。緩沖電容器C的作用是在功率開關(guān)管V關(guān)斷時，限制其兩端電壓不能發(fā)生突變，即限制了du/dt和電壓

104、過沖，同時達到了降低關(guān)斷損耗的目的。du/dt與C的關(guān)系可由下式表示：</p><p><b>　　(4-1)</b></p><p>　　式中 u——功率開關(guān)管兩端的電壓；</p><p>　　i——流過功率開關(guān)管的電流。</p><p>　　從式中可以看出，適當增大電容C的容量，可以降低du/dt。該緩沖電路適用于

105、50A以下的橋式逆變器，當電流大于50A時，主電路的寄生電感與緩沖電容可能產(chǎn)生震蕩。</p><p>　　導(dǎo)通緩沖電路的基本電路如圖4.2，導(dǎo)通緩沖電路的作用是限制功率開關(guān)管導(dǎo)通時的電流上升率di/dt。V1是反向恢復(fù)二極管，L為緩沖電感器。當V導(dǎo)通時，由于流過L的電流不能發(fā)生突變，這便限制了電流上升率di/dt。若忽略V導(dǎo)通時的管壓降，則電流上升率di/dt可表示為：</p><p>&

106、lt;b>　　(4-2)</b></p><p>　　式中，VCC為功率開關(guān)管的供電電壓。假設(shè)V的集電極電流的最大值為ICmax，集電極電流</p><p>　　的上升時間的最大值為tr max,則緩沖電感器的電感量L可表示為：</p><p><b>　　(4-3)</b></p><p>　　除了圖

107、4.1所示的關(guān)斷緩沖電路外還有一種常用的RCD有損緩沖電路，圖4.3所示。圖中，C為緩沖電容器，R為放電電阻器，V1為阻尼二極管可以抑制寄生震蕩。R、C和V1組成RCD有損緩沖電路。</p><p>　　當功率開關(guān)管V關(guān)斷時，V1導(dǎo)通，漏感中的能量通過V1對C沖電。若不計二極管V1的導(dǎo)通壓降，緩沖電容器C上的電壓會充滿到Uce（Uce為功率開關(guān)管V關(guān)斷狀態(tài)時的漏-源極電壓）。</p><p&g

108、t;　　當功率開關(guān)管V導(dǎo)通時，V1關(guān)斷，緩沖電容器C將通過放電電阻R和V放電，能量主要被R消耗。由此可見，V關(guān)斷時，緩沖電容器C儲存了漏感中的能量；V導(dǎo)通時，漏感中的能量被R消耗掉。如果沒有RCD有損緩沖電路，漏感中的能量將由功率開關(guān)管V來消耗。利用RCD有損緩沖電路降低了功率開關(guān)管的損耗。</p><p>　　緩沖電容器C的容量按下式選擇：</p><p><b>　　(4-4

109、)</b></p><p>　　式中 ICmax——功率開關(guān)管集電極電流的最大值；</p><p>　　trmax——功率開關(guān)管關(guān)斷電壓的上升時間的最大值； </p><p>　　VCC——直流輸入側(cè)的直流電源電壓。</p><p>　　放電電阻R的選擇應(yīng)考慮以下兩點：</p><p>　　在功率開關(guān)管導(dǎo)

110、通期間，緩沖電容器C上的電荷（通過放電電阻R）應(yīng)全部放完，</p><p><b>　　則應(yīng)滿足： </b></p><p><b>　　(4-5)</b></p><p>　　式中 tonmin——功率開關(guān)管最小導(dǎo)通時間。</p><p>　?、?在功率開關(guān)管導(dǎo)通時，緩沖電容C（通過放電電阻R

111、）的放電電流idis不能太大，一般取</p><p><b>　　(4-6)</b></p><p>　　放電電阻R的功耗PR為：</p><p><b>　　(4-7)</b></p><p>　　式中 f——功率開關(guān)管的開關(guān)頻率。</p><p>　　除了以上三種緩沖電

112、路外，常見的場效應(yīng)管過電壓保護還有如圖4.4所示幾種電路。圖4.4（a）所示電路是用RC吸收浪涌電壓的方式。圖4.4（b）所示電路是再接一只二極管VD抑制浪涌電壓，其中VD需采用高頻開關(guān)二極管，目的是防止浪涌電壓的振蕩。圖4.4（c）是用穩(wěn)壓二極管鉗位浪涌電壓的方式，而（d）、（e）所示電路是MOSFET上如果加的浪涌電壓超過規(guī)定值，就使MOSFET導(dǎo)通。（f）中柵極串聯(lián)電阻Rg，使柵極反向電壓選為最佳值，延遲關(guān)斷時間而抑制浪涌電壓的發(fā)