畢業(yè)論文--鎖相頻率合成器的設(shè)計(jì)

1、<p>　　第一章 頻率合成器概述</p><p>　　1.1 頻率合成器的概念及其發(fā)展</p><p>　　所謂頻率合成，又稱頻率綜合，簡(jiǎn)稱頻綜，是由一個(gè)（或幾個(gè)）具有低相噪、高精度和高穩(wěn)定度等綜合指標(biāo)的參考頻率源經(jīng)過電路上的混頻、倍頻或分頻等信號(hào)處理，以便對(duì)其進(jìn)行數(shù)學(xué)意義上的加、減、乘、除等四則運(yùn)算，從而最終產(chǎn)生大量具有同樣精確度與穩(wěn)定度的頻率源[1]。頻率合成技術(shù)起源于二

2、十世紀(jì)三十年代 ，至今已有近七十年的歷史。頻率合成器是電子系統(tǒng)的心臟，是決定電子系統(tǒng)性能的關(guān)鍵設(shè)備，隨著現(xiàn)代軍事、國(guó)防及無線通信事業(yè)的發(fā)展，移動(dòng)通信、雷達(dá)、制導(dǎo)武器、電子測(cè)量?jī)x器和電子對(duì)抗等電子系統(tǒng)對(duì)頻率合成器提出了越來越高的要求。世界各國(guó)都非常重視頻率合成器的研究與應(yīng)用，低相位噪聲、高純頻譜、高速捷變和高輸出頻段的頻率合成器已經(jīng)成為頻率合成發(fā)展的主要趨勢(shì)。</p><p>　　對(duì)于頻率合成器，主要有六項(xiàng)性能指

3、標(biāo)：頻率范圍、頻率分辨能力、頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間、頻率準(zhǔn)確度和頻率的穩(wěn)定度、相位噪聲、頻譜純度。這六項(xiàng)指標(biāo)影響著整個(gè)頻率合成器的方案論證，成本估算，體積考慮和功耗等方面。其中相位噪聲，頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間為最的關(guān)鍵指標(biāo)。這六項(xiàng)指標(biāo)為是設(shè)計(jì)頻率合成器的最基本的依據(jù) [7]。</p><p>　　隨著數(shù)字信號(hào)理論、計(jì)算機(jī)技術(shù)、DSP 技術(shù)及微電子技術(shù)的發(fā)展，在頻率合成領(lǐng)域誕生了一種革命性的技術(shù)，這便是二十世紀(jì)七十年代出現(xiàn)的DDS(D

4、irect Digital Synthesis)——直接數(shù)字頻率合成技術(shù)。1971 年，J.Tierney 和 C.M.Rader 等人在數(shù)字頻率合成器一文中首次提出了一種新型的頻率合成技術(shù)——數(shù)字頻率合成(DDS)的概念[3]。從而揭開了頻率合成技術(shù)發(fā)展的新篇章，這標(biāo)志著頻率合成技術(shù)邁進(jìn)了第三代。DDS 技術(shù)是利用數(shù)字方式累加相位，再以相位和來查詢正弦函數(shù)表得到正弦波的離散數(shù)字序列，最后經(jīng) D/A 變換形成模擬正弦波的頻率合成方法。D

5、DS 頻率合成技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)是具有輸出頻率相對(duì)帶寬高，頻率分辨率高，頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間快，頻率變化時(shí)相位保持連續(xù)，任意形狀的周期信號(hào)均可以合成，同時(shí)輸出正交信號(hào)的能力，數(shù)字調(diào)制能力強(qiáng)，集成度高，體積小，控制方便，便于與計(jì)算機(jī)相連接。容易實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻和其他各種頻率﹑相位﹑幅度調(diào)制，輸出頻率的穩(wěn)定度及相噪等指標(biāo)與系統(tǒng)時(shí)鐘相當(dāng)，全數(shù)字化便于單片集成等優(yōu)良性能。因此在短短二三十年時(shí)間里，得到了飛速的發(fā)展和廣泛的應(yīng)用[6]。</p><

6、p>　　另外，有一種典型的頻率合成器稱為混合式頻率合成器（Hybrid Frequency </p><p>　　Synthesis） ，如前所述，PLL 頻率合成技術(shù)具有高頻率、寬帶、頻譜質(zhì)量好的優(yōu)點(diǎn)，但是其頻率切換速度低，只能達(dá)到微秒級(jí)。而DDS技術(shù)則具有高速頻率捷變能力（可以達(dá)到納秒級(jí)） 、高度的頻率和相位分辨能力，但目前尚不能做到寬帶，頻譜純度也不如PLL。在設(shè)計(jì)電路時(shí)經(jīng)常要在帶寬、頻率精度、頻率切

7、換時(shí)間、相位噪聲等要求中折衷考慮[2]。因此，出現(xiàn)了多種將兩種技術(shù)結(jié)合起來構(gòu)成DDS與 PLL混合技術(shù)實(shí)現(xiàn)頻率合成的方案，DDS＋PLL 頻率合成就是以DDS作為 PLL 的參考源驅(qū)動(dòng) PLL的一類混合型頻率合成技術(shù).DDS 有輸出步長(zhǎng)小而又有較高相噪的優(yōu)點(diǎn)，但同時(shí)又有雜散較多的缺點(diǎn)。而PLL 在輸出步長(zhǎng)小時(shí)，相位噪聲差，但它對(duì)雜散的抑制性能良好。所以DDS與PLL 兩種頻率合成技術(shù)結(jié)合起來，取長(zhǎng)補(bǔ)短，相得益彰，是一種非常合理的頻率合成

8、解決方案。因此DDS＋PLL 頻率合成已經(jīng)成為目前使用最為廣泛的頻率合成技術(shù)之一[8]。</p><p>　　1.2 頻率合成技術(shù)近況及其展望</p><p>　　近年來隨著GSM、GPRS、3G、BlueTooth乃至已經(jīng)提出標(biāo)準(zhǔn)的4G等移動(dòng)通信以及LMDS、無線本地環(huán)路等無線接入的發(fā)展，同時(shí)加上合成孔徑雷達(dá)、多普勒脈沖雷達(dá)等現(xiàn)代軍事、國(guó)防、航空航天等在科技上的不斷創(chuàng)新與進(jìn)步，世界各國(guó)

9、都非常重視頻率合成器的發(fā)展。所有的這些社會(huì)需求以及微電子技術(shù)、計(jì)算機(jī)技術(shù)、信號(hào)處理技術(shù)等本身的不斷進(jìn)步都刺激了頻率合成技術(shù)的發(fā)展[3]。</p><p>　　就鎖相環(huán)頻率合成方面而言，隨著各生產(chǎn)頻率合成芯片的公司如 Qualcomm、ADI、NSC、Motorola、PSC 及 Cypress 等相繼推出各自的優(yōu)勢(shì)產(chǎn)品，使得 PLL 頻率合成的發(fā)展表現(xiàn)出以下趨勢(shì)： </p><p>　　1

10、、頻率合成器芯片各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)大大提高。以 PLL 頻綜為例，如美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司的LMX243X 頻綜芯片的噪聲基底已達(dá)到－219dBc/Hz，還有如美國(guó) PEREGEINE 公司的 PE3236，Qualcomm 公司的 Q3236 等等性能優(yōu)良的頻綜芯片；同時(shí)，PLL 芯片的體積和功耗也越來越小；芯片的工作頻率越來越高，如 ADI 公司在 Si 片上生產(chǎn)的 PLL頻率合成芯片已能工作到 7GHz。 </p><p

11、>　　2、鑒相器不再使用傳統(tǒng)的電壓型，而是采用電流型電荷泵技術(shù)，使得鑒相器的輸出變?yōu)檎`差電流而不是誤差電壓。電荷泵鎖相頻率源具有低功耗、高速、低抖動(dòng)、低成本等特點(diǎn)。理想的電荷泵具有無限大的環(huán)路增益，若不考慮壓控振蕩器的電壓輸入范圍，則該環(huán)路具有無限大的頻率牽引范圍。由于電荷泵技術(shù)的使用，在鎖相環(huán)路濾波設(shè)計(jì)時(shí)就可以采用無源的環(huán)路濾波器。這樣的結(jié)果是一方面鎖相環(huán)仍然可以獲得理想二階環(huán)路濾波器的性能；另一方面它可以改善因環(huán)路濾波中存在有

12、源器件而使相噪的惡化，視具體情況不同，一般來說有 3～8dB 的相噪改善。當(dāng)然，環(huán)路中采用有源濾波來抑制雜散又另當(dāng)別論。 </p><p>　　3、小數(shù)（分?jǐn)?shù)）分頻(Fraction-N)頻率合成器的崛起。整數(shù)分頻 PLL 的步長(zhǎng)和分辨率是一對(duì)矛盾。雖然 DDS 的步長(zhǎng)和分辨率可做得很小，但輸出頻率不高，雜散很大。但現(xiàn)代的分?jǐn)?shù)頻率合成器則很好的解決了這個(gè)問題。由于采用全數(shù)字Σ－Δ內(nèi)插調(diào)制器，大大地抑制了量化噪聲，

13、同時(shí)也克服了傳統(tǒng)模擬相位內(nèi)插（API）的電路復(fù)雜、調(diào)試?yán)щy等缺點(diǎn)。分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)具有寬帶、低相噪、高分辨率等優(yōu)良性能。如美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司的 LMX2471Delta-Sigma Fractional-N RF/IF Dual，最高工作頻率達(dá)3.6GHz,噪聲基底達(dá)－210 dBc/Hz，功耗 5.6mA[2]。 </p><p>　　4、頻綜芯片的外圍芯片技術(shù)指標(biāo)也有很大的提高，這就進(jìn)一步提高了頻率合成器的性能和指

14、標(biāo)。如 VCO、晶體振蕩器等的噪聲性能也越來越高[4]。 </p><p>　　在DDS 頻綜方面，目前生產(chǎn) DDS 芯片公司主要有美國(guó)的 ADI、QualcommSciteg、電子科技大學(xué)碩士學(xué)位論文分?jǐn)?shù)分頻鎖相環(huán)頻率合成器的研究 7Standford、Harris 及 Synegy 等公司以及法國(guó)的 Omerga、Dassault 公司等。市場(chǎng)上性能優(yōu)越的DDS芯片也層出不窮， Qualcomm公司推出了DD

15、S系列Q2220、 Q2230、 Q2334、Q2240、Q2368，其中 Q2368 的時(shí)鐘頻率 130MHz，分辨率 0.03Hz，雜散-76dBc， 變頻時(shí)間 0.1μs；Sciteq 公司也推出了系列化的 DDS 產(chǎn)品，其中 ADS-431 的時(shí)鐘頻率為1.6GHz，可正交輸出，分辨率1Hz，雜散-45dBc，變頻時(shí)間30ns；此外，美國(guó)Analog Device 公司也相繼推出了他們的 DDS 系列：AD9850、AD9851

16、，可以實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻的AD9852，兩路正交輸出的 AD9854 以及以 DDS 為核心的 QPSK 調(diào)制器 AD9853、數(shù)字上變頻器 AD9856 和 AD9857。 AD9858 的時(shí)鐘頻率 1000MHz， 相躁－14</p><p>　　此外， 在微波頻段的頻率合成中還有另外一種重要的技術(shù)， 那便是介質(zhì)諧振器(DR)穩(wěn)頻的振蕩器(DRO)。DR 的高 Q 特性使其充當(dāng)了“微波晶振”的角色，故在微波頻段的頻

17、率合成中通過使用 DRO 便能夠極其容易地實(shí)現(xiàn)微波頻率源的低相位噪聲。 DR 兼具價(jià)格低廉與諧振頻率溫度系數(shù)可正可負(fù)的優(yōu)良特性，這一特性可以大大提高 DRO 的頻率溫漂性能，在這一點(diǎn)上普通的晶振是無法實(shí)現(xiàn)的，因?yàn)槠胀ňд褚霚p小溫漂只有采用 TCXO（TEMPERATURE COMPENSATION CRYSTAL OSCILLATORS－溫補(bǔ)晶振）或 OCXO（OVEN CONTROLLED CRYSTAL OSCILLATORS－恒

18、溫晶振）,這將增加其實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜性。用 GaAs-MESFET 做成的 DRO 在微波波段（≥10GHz），其相位噪聲很容易做到-100—-120dBc/Hz@10KHz。DRO 的缺點(diǎn)是無法實(shí)現(xiàn)寬帶多頻點(diǎn)。但是 DRO 在點(diǎn)頻工作時(shí)具有很大的優(yōu)勢(shì)，所以 DRO 頻率合成器是一種具有很大發(fā)展與應(yīng)用前景的微波頻率源。</p><p>　　盡管上述各種頻率合成技術(shù)各有優(yōu)點(diǎn)， 但現(xiàn)在的頻綜發(fā)展趨勢(shì)是將 DS、 PLL、

19、DDS、DRO、混頻、倍頻等技術(shù)合理組合使用，這樣使得頻率合成器的相位噪聲，雜散指標(biāo)、跳頻時(shí)間和輸出頻率范圍等技術(shù)指標(biāo)大大提高。如鎖相環(huán)介質(zhì)壓控振蕩器（PLL-DRVCO）可使相位躁聲在很寬的付氏頻率范圍內(nèi)保持很低。此外采用多環(huán)以及混頻 PLL 也是減小相位躁聲與雜散信號(hào)的常用方法。</p><p>　　1.3 本文的主要研究?jī)?nèi)容和意義</p><p>　　頻率源是任何電子系統(tǒng)必不可少的，

20、并且在很大程度上決定了系統(tǒng)的性能，可稱之為電子系統(tǒng)的心臟。頻率合成器就是一個(gè)高性能的頻率源，它可使得從大量頻率中選擇某一工作頻率變得極其精確、迅速和方便。鎖相合成技術(shù)是基于鎖相環(huán)路的同步原理，從一個(gè)高準(zhǔn)確度、高穩(wěn)定度的參考晶體振蕩器，綜合出大量離散頻率的一種技術(shù)。鎖相頻率合成器技術(shù)性能越優(yōu)，且集成度高，可靠性能好，成本低廉，是目前工程應(yīng)用中最為普遍的。</p><p>　　在現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中，頻率合成器的高相噪

21、、小步長(zhǎng)和低分辨率等指標(biāo)是決定系統(tǒng)性能的一個(gè)關(guān)鍵性因素。高的相噪指標(biāo)能提高系統(tǒng)的信噪比，降低臨近信道干擾，增加信道之間的隔離度；小步長(zhǎng)和低分辨率能提供較多的可用頻點(diǎn)數(shù)。而鎖相跳頻源作為當(dāng)今頻率源的主流，可見研究其低噪聲性能很有現(xiàn)實(shí)意義。</p><p>　　第二章 鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)</p><p>　　鎖相環(huán)是一個(gè)相位自動(dòng)控制系統(tǒng)，其基本框圖如圖 2－1，它主要由三部分構(gòu)成：鑒相器（PD）、

22、環(huán)路濾波器（LPF）、壓控振蕩器（VCO）。鑒相器是相位比較裝置，用來檢測(cè)輸入信號(hào)瞬時(shí)相位θi(t)與反饋瞬時(shí)相位θo(t) 之間的相位差θe(t) ，產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于兩信號(hào)相位差θe(t)的誤差電壓Ud(t)。環(huán)路濾波器的作用是濾除誤差電壓Ud(t)中的高頻成分和噪聲，以保證環(huán)路要求的性能，增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性[7]。壓控振蕩器守控制電壓)uc(t)的控制，使壓控振蕩器的頻率向輸入信號(hào)的頻率靠攏，也就是使差拍頻率越來越低，直至消除頻差而鎖定。&

23、lt;/p><p>　　圖2-1鎖相環(huán)路的基本構(gòu)成</p><p>　　鎖相環(huán)是一個(gè)相位負(fù)反饋控制系統(tǒng)。它比較輸入信號(hào)和壓控振蕩器輸出頻率之間的相位差，從而產(chǎn)生誤差控制電壓來調(diào)整壓控振蕩器的頻率，以達(dá)與輸入信號(hào)同頻。在環(huán)路開始工作時(shí)，通常輸入信號(hào)的頻率與壓控振蕩器未加控制電壓時(shí)的振蕩頻率是不同的，由于兩信號(hào)之間存在固有頻差，他們之間的相位差勢(shì)必一直在變化，會(huì)不斷地變到超過 2π，而鑒相器的特性

24、是以 2π為周期，結(jié)果鑒相器輸出的誤差電壓就在某一范圍內(nèi)擺動(dòng)。在這種誤差電壓控制下，壓控振蕩器的頻率也就在相應(yīng)的范之內(nèi)變化。若壓控振蕩器的頻率能夠變化到與輸入信號(hào)頻率相等，便有可能在這個(gè)頻率上穩(wěn)定下來（當(dāng)然只有在一定的條件下才可能這樣）。達(dá)到穩(wěn)定之后，輸入信號(hào)和壓控振蕩器輸出信號(hào)之間的頻差為零，相位差不再隨時(shí)間變化，誤差電壓為一固定值，這時(shí)環(huán)路就進(jìn)入鎖定狀態(tài)。</p><p>　　2.1鑒相器（PD）的設(shè)計(jì)<

25、;/p><p>　　鑒相器是一個(gè)相位控制比較器， 用來檢測(cè)輸入瞬時(shí)相位θi(t)與反饋瞬時(shí)相位θo(t)之間的相位差θe(t)。而輸出的誤差電壓Ud(t)是相位差θe(t)的函數(shù)。即：</p><p>　　Ud(t)=f[θe(t)]</p><p>　　其中函數(shù)f[θe(t)]稱為鑒相特性。 由此可以看出鑒相器在鎖相環(huán)中起誤差敏感元件作用。常用的正弦鑒相器可用模擬乘法

26、器與低通濾波器的串接作為模型,如圖2-2(a)所示；</p><p>　　鑒相器的數(shù)學(xué)模型，如圖2-2(b)所示。</p><p>　　圖2-2(a ) 圖2-2（b）</p><p>　　2.2 壓控振蕩器（VCO）的設(shè)計(jì)</p><p>　　壓控振蕩器是一個(gè)電壓—頻率變換裝

27、置， 它的振蕩頻率應(yīng)隨輸入控制電壓uc(t)線性的變化[7]。即：</p><p>　　ωv(t)=ωo+Kouc(t)</p><p>　　其中ωv(t)是壓控振蕩器的瞬時(shí)角頻率；Ko為壓控靈敏度，單位是[rad/s.V], ωo是環(huán)內(nèi)壓控振蕩器的自由振蕩角頻率,它也是環(huán)路的一個(gè)重要參數(shù)。 </p><p>　　實(shí)際應(yīng)用中的壓控振蕩器的控制特性只有有限的線性控制

28、范圍，超出這個(gè)范圍壓控靈敏度會(huì)下降。壓控振蕩器的輸出是反饋到鑒相器上，對(duì)鑒相器輸出誤差電壓uc(t)起作用的不是其頻率，而是相位。其傳輸函數(shù)為：</p><p>　　θo(t)=KOuc(t)/s</p><p>　　上式包含一個(gè)積分算子 1/s，這是相位與 角頻率之間的積分關(guān)系形成的。這個(gè)積分是壓 控振蕩器固有的，因此通常稱壓控振蕩是 PLL 中的固有積分環(huán)節(jié)。這個(gè)積分作用在路中起著相當(dāng)

29、重要的作用。</p><p><b>　　圖2-3壓控曲線</b></p><p>　　實(shí)際應(yīng)用中的壓控振蕩器的控制特性只有有限的線性控制范圍，超出這個(gè)范圍壓控靈敏度會(huì)下降。上圖中的實(shí)線是實(shí)際的壓控曲線。壓控振蕩器的輸出是反饋到鑒相器上，對(duì)鑒相器輸出誤差電壓uc(t)起作用的不是其頻率，而是相位[8]。</p><p>　　2.3 環(huán)路濾波器

30、(LPF)的設(shè)計(jì)</p><p>　　環(huán)路濾波器具有低通特性，它可以起到低通濾波器的作用，更重要的是它對(duì)環(huán)路參數(shù)調(diào)整起著決定性的作用[9]。環(huán)路濾波器是一個(gè)線性電路，由電阻、電容、電感（有時(shí)還包括運(yùn)算放大器）組成，在時(shí)域分析中可用一個(gè)傳輸算子F(p)來表示，其中p(d≡/dt)是微分算子；在頻域分析中可用傳輸函數(shù)F(s)表示，其中s(jα+?)是復(fù)頻率；若用sj=?代入F(s)就得到它的頻率響應(yīng)F(j?),故環(huán)路

31、濾波器模型可表示如下圖:</p><p>　　Ud(t) F(p) Uc(t) ud(s) F(s) uc(s)</p><p>　　圖 2-4環(huán)路濾波器的模型</p><p>　　環(huán)路濾波器有無源濾波器和有源濾波器兩種類型，常用的環(huán)路濾波器有 RC積分濾波器、無源比例積分濾源波器和有源比例積分濾波器。</p><

32、p>　　系統(tǒng)采用的環(huán)路結(jié)構(gòu)是四階無源環(huán)，如圖2－4。由于電荷泵輸出電壓最高輸出只有 2.5V，低于輸出頻率所需的調(diào)諧電壓，所以在 3 R 3 C 極點(diǎn)前加了一級(jí)運(yùn)放，以保證足夠大的壓控電壓，同時(shí)還增強(qiáng)了兩級(jí)環(huán)路濾波器之間的隔離度。</p><p>　　圖2-5 4階無源濾波器</p><p>　　環(huán)路濾波器的阻抗Z（s）定義為VCO的輸出電壓除以PLL的電荷泵電流：</p&

33、gt;<p>　　定義時(shí)間常數(shù)T1、T2、T3、T4：</p><p>　　T1＝（R2×C2×C1）/A0 T2＝R2×C2 T3＝T1×T31</p><p><b>　　T4＝T1×T41</b></p><p>　　A0＝C1＋C2+C3+C4 （T31、T41必

34、須小于1）</p><p>　　開環(huán)增益G(s): </p><p>　　Kφ電荷泵增益，Kvco VCO增益</p><p>　　相位裕量φ定義為180度減去前向環(huán)路增益（G(s)/N）相位：</p><p>　　φ=180+arctan(Wc×T2)-arctan(Wc×T1)- arctan(Wc×T3)-

35、arctan(Wc×T4)</p><p><b>　　近似求解得：</b></p><p>　　T2=由于是近似解，通?？紤]取一優(yōu)化因子λ </p><p>　　T2= 帶入上式，可求得T1:</p><p><b>　　T1=</b>&l

36、t;/p><p>　　由理論推導(dǎo)知，當(dāng)環(huán)路帶寬為Wc前向環(huán)路增益等于1時(shí)可得A0：</p><p><b>　　A0=</b></p><p>　　其中A=1+R6/R5 </p><p><b>　　各元件值計(jì)算：</b></p><p>　　2.4 環(huán)路的相位模型的設(shè)計(jì)&l

37、t;/p><p>　　前面已分別得到了環(huán)路的三個(gè)基本部件的模型，按圖 2－1 的環(huán)路結(jié)構(gòu)，將這三個(gè)模型連接起來得到環(huán)路的模型，如圖2-6所示；</p><p>　　圖2-6鎖相環(huán)路的相位模型</p><p>　　由圖上明顯看到，這是一個(gè)相位負(fù)反饋的誤差控制系統(tǒng)。輸入相位θ1(t)與反饋的輸出相位θ2(t)進(jìn)行比較，得到誤差相位θe(t)，由誤差相位產(chǎn)生誤差電壓ud(t)

38、,誤差電壓經(jīng)過環(huán)路濾波器F(s)的過濾得到控制電壓uc(t),控制電壓加到壓控振蕩器上使之產(chǎn)生頻率偏移，來跟蹤輸入信號(hào)頻率ωi(t)。在uc(t)的作用下，輸出頻率ωv(t)向輸入頻率ωi(t)靠攏，一旦達(dá)到相等時(shí)，若滿足一定的條件，環(huán)路就能穩(wěn)定下來，達(dá)到鎖定。鎖定之后，被控的壓控振蕩器頻率與輸入信號(hào)頻率相等，兩者之間維持一定的穩(wěn)態(tài)相位差[10]。</p><p>　　2.5 分?jǐn)?shù)分頻器鎖相頻率合成器的設(shè)計(jì)<

39、;/p><p>　　鎖相頻率合成器的基本特性是，每當(dāng)可編程分頻器的分頻比改變1時(shí)，得到德輸出頻率增量為參考頻率fr。若需要提高頻率的分辨力，就必須降低參考頻率，這就要引起環(huán)路帶寬的降低，環(huán)路帶寬的降低對(duì)噪聲和頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間是不利的，我們?cè)O(shè)想，假設(shè)可編程分頻器能提供分?jǐn)?shù)的分頻比，每次改變某位分?jǐn)?shù)，就能在不降低參考頻率的情況下提高參考頻率分辨力了，可是，數(shù)字分頻器本身無法實(shí)現(xiàn)分?jǐn)?shù)分頻。實(shí)際上，利用整數(shù)分頻的數(shù)字分頻器可以采

40、用一種平均的方法完成分?jǐn)?shù)分頻。</p><p>　　其主要的技術(shù)指標(biāo)為：（1）頻率合成器輸出頻率范圍為500~1000MHz；</p><p>　?。?）頻率合成器頻率分辨力為105Hz；</p><p>　　(3) 頻率合成器單邊帶相位噪聲〈-85dBc／1kHz／Hz</p><p>　　（4）頻率合成器雜散抑制﹥70dB</p&g

41、t;<p>　　本論文的創(chuàng)新點(diǎn)就是在原來的分?jǐn)?shù)分頻鎖相頻率合成器的基礎(chǔ)上加了一塊芯片LMX2470來實(shí)現(xiàn)降低相位噪聲，頻率分辨率高。</p><p>　　第三章 分?jǐn)?shù)分頻鎖相環(huán)頻率合成器的整體電路及功能分析</p><p><b>　　3.1整體電路</b></p><p>　　頻率合成器原理圖如圖所示。由于輸出頻率范圍1000－

42、1900MHz，選用RF環(huán)路，晶振采用20MHz溫補(bǔ)晶振IQTCXO－253，VCO選用Z－COMM公司的V590ME01。鑒相頻率確定為 5MHz，雖說 LMX2470的參考頻率可以達(dá)到30MHz，鑒相頻率可選為20MHz 或10MHz，但是在設(shè)計(jì)環(huán)路濾波器時(shí)，使得某些電容值很大，以至于很難實(shí)現(xiàn)。頻率步徑為10MHz。分辨率為1.2Hz、1.25kHz、2.5kHz分別進(jìn)行測(cè)試。</p><p>　　圖3-3

43、 電路原理圖</p><p>　　3.1.1 LMX2470簡(jiǎn)介</p><p>　　LMX2470是美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司新推出的高性能、低功耗、雙鎖相環(huán)芯片，其主要特點(diǎn)有：超低功耗（4.1mA） ；低相位噪聲；低分?jǐn)?shù)雜散；雙模前置分頻比可編程（主環(huán)P＝16/17/20/21，副環(huán)P＝16/17 或8/9） ；12Bit和22Bit 可選分?jǐn)?shù)分頻模；4階可編程∑△調(diào)制器；工作頻率高，主環(huán)分

44、數(shù) N 分頻達(dá) 2.6GHz，副環(huán)整數(shù) N 分頻達(dá)800MHz[14]。</p><p>　　LMX2470 芯片設(shè)有22 位的模數(shù)供選擇，可支持高比較頻率，其正常相位噪音為 -210dBc/Hz。裝設(shè)于其電路板上的晶體倍頻器可將時(shí)鐘頻率加大一倍，以提供更高的比較頻率，確保正常相位噪音為 -213dBc/Hz。這款芯片的分?jǐn)?shù)低假信號(hào)不超過 -90dBc。 這款芯片的delta-sigma 調(diào)制功能能將頻帶

45、內(nèi)的噪音及假信號(hào)驅(qū)逐出環(huán)路帶寬范圍之外。等級(jí)較高的調(diào)制器可以將更多噪音及假信號(hào)驅(qū)至高頻區(qū)，然后由環(huán)路濾波器進(jìn)行濾波。LMX2470 芯片可讓用戶將調(diào)制器設(shè)定至第 4 級(jí)。 </p><p><b>　　第四章 結(jié)論</b></p><p>　　分辨率為 1.2Hz 時(shí)，分?jǐn)?shù)分母設(shè)置為 4194303，分子取 1。環(huán)路濾波器參數(shù)如下(調(diào)試后)：</p>

46、<p>　　C1=1.3nF C2=153.9nF C3=3.9nF C4=6.6nF</p><p>　　R2=220Ω R3=160Ω R4=160Ω</p><p>　　用HP8564 測(cè)試合成器的相位噪聲和雜散指標(biāo)如下(在1050.000MHz 測(cè)試)：</p><p>　　相位噪聲：－90dBc/Hz@1kHz -84d

47、Bc/Hz@10KHz</p><p>　　－95dBc/Hz@50KHz －108dBc/Hz@100KHz</p><p>　　雜散（非諧波）：由于儀器的分辨率原因，觀察不到雜散。</p><p>　　分辨率為1.25kHz時(shí)，分?jǐn)?shù)分母設(shè)置為4000，分子取1。環(huán)路濾波器參數(shù)如下：</p><p>　　C1=5.6nF C2=153

48、.9nF C3=5.6nF C4=7nF</p><p>　　R2=220Ω R3=240Ω R4=160Ω</p><p>　　用HP8564 測(cè)試合成器的相位噪聲和雜散指標(biāo)如下表二所示：</p><p>　　分子1，分母4000，分辨率1.25K，相位噪聲最好模式時(shí)，環(huán)路參數(shù)稍有改變</p><p><b>

49、　　表二</b></p><p><b>　　由表可知，</b></p><p>　　相位噪聲：－86dBc/Hz@1kHz -80dBc/Hz@10KHz </p><p>　?。?5dBc/Hz@50KHz －107dBc/Hz@100KHz</p><p>　　雜散（非諧波）： <－35d

50、Bc</p><p>　　分辨率為 2.5kHz 時(shí)，分?jǐn)?shù)分母設(shè)置為 4000，分子取 2。環(huán)路濾波器參數(shù)如下：</p><p>　　C1=6.7nF C2=154.7nF C3=6nF C4=9.2nF</p><p>　　R2=220Ω R3=330Ω R4=160Ω</p><p>　　用 HP8564 測(cè)試合成器的相位噪

51、聲和雜散指標(biāo)如下表三所示：</p><p>　　分子2，分母4000，分辨率2.5K，相位噪聲最好模式時(shí)，環(huán)路參數(shù)稍有改變</p><p><b>　　表三</b></p><p><b>　　由表可知，</b></p><p>　　相位噪聲：－88dBc/Hz@1kHz -80dBc/Hz@10

52、KHz</p><p>　?。?5dBc/Hz@50KHz －108dBc/Hz@100KHz</p><p>　　雜散（非諧波）：<－35dBc</p><p>　　由上面的指標(biāo)可見，跳頻源的設(shè)計(jì)和調(diào)試取得了很好的結(jié)果。由分?jǐn)?shù)分頻鎖相環(huán)的原理可知，分子為1時(shí)，其一階分?jǐn)?shù)雜散占主導(dǎo)作用，分子為2時(shí)，其二階分?jǐn)?shù)雜散占主導(dǎo)作用，由以上結(jié)果可知，這一結(jié)論也得到了很

53、好的證實(shí)。</p><p><b>　　參考文獻(xiàn)</b></p><p>　　[1]胡宴如，耿蘇燕。高頻電子線路[M]北京：高等教育出版社，2004.12</p><p>　　[2]張肅文，陸兆熊.高頻電子線路[M].北京：高等教育出版社，1993年.51-55</p><p>　　[3]童詩白，華成英.模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)

54、[M].北京：高等教育出版社，2001年.121-130.</p><p>　　[4]閻石.數(shù)字電子技術(shù)基礎(chǔ)[M].北京：高等教育出版社，1998年.211-213.</p><p>　　[5]張厥盛，鄭繼禹，萬心平.鎖相技術(shù)[M].西安：西安電子科技大學(xué)出版社，2005年.1-9.</p><p>　　[6]樊昌信，張甫翊，徐炳祥等.通信原理[M].北京：國(guó)防工業(yè)

55、出版社，2001年.</p><p>　　[7]王家禮、孫璐。頻率合成技術(shù)[M].西安：西安電子科技大學(xué)出版社，2009,09</p><p>　　[8]張有正、陳尚勤、周正中.頻率合成器[M].北京：人民郵電出版社，1984.15-18.</p><p>　　[9]張肅文。高頻電子線路[M].北京：高等教育出版社，2004.11</p><p&

56、gt;　　[10]沈偉慈。高頻電路[M].西安：西安電子科技大學(xué)出版社，2000,5</p><p>　　[11]Egan,Willam F.,Frequency Synthesis by Phase Lock John Wiley&Sons，1981.</p><p>　　[12]Holmes,J.K.,Coherent Spread Spectrum Systems, John

57、 Wiley&Sons，1982.</p><p>　　[13 H.C.Burger, “Wahre Und Scheinbare Intensittsverteilung In Spektrallinien. II.”,Z.Phys. 81 (1933) 428.</p><p>　　[14]王德凡、蘭海峰、劉佑華.MOTOROLA大規(guī)模集成電路鎖相環(huán)頻率合成器器件[J].198

58、7.3，1987.6.</p><p>　　[15張冠百．鎖相與頻率合成技術(shù)[M]．北京：電子工業(yè)出版社，1995：34-75．</p><p><b>　　致 謝</b></p><p>　　本課題是在我的指導(dǎo)老師XX老師的精心指導(dǎo)下完成的。在寫作過程中，我的指導(dǎo)老師XX老師傾注了大量的心血，從選題至開題報(bào)告，從課題的構(gòu)架及寫作提綱

59、，再到一遍又一遍地指出每個(gè)環(huán)節(jié)中的具體問題，嚴(yán)格把關(guān)，循循善引，直到論文的完成。XX老師始終都給予了細(xì)心的指導(dǎo)和不懈的支持，并且在耐心指導(dǎo)論文設(shè)計(jì)之余，XX老師仍不忘拓展相關(guān)知識(shí)范圍，讓我們學(xué)習(xí)到相關(guān)知識(shí)。在此我表示衷心的謝意。值得一提的是，XX老師對(duì)學(xué)生認(rèn)真負(fù)責(zé)，在他的身上，我們可以感受到一個(gè)學(xué)者的嚴(yán)謹(jǐn)和務(wù)實(shí)，這些都讓我們獲益菲淺，并且將終生受益無窮。借此機(jī)會(huì)向XX老師表示最衷心的感謝！</p><p>　　同

60、時(shí)，本設(shè)計(jì)最終得以順利完成，也是與我們學(xué)院其他老師的幫助分不開的，雖然他們沒有直接參與我的論文指導(dǎo)，但在開題時(shí)也給我提供了不少的意見，提出了一系列可行性的建議，他們是XXX老師，XX老師等，在此向他們表示深深的感謝！</p><p>　　此外，感謝各位老師大學(xué)四年以來對(duì)我學(xué)習(xí)的悉心指導(dǎo)和諄諄教誨令我終身受益。在各位老師的指導(dǎo)下，我在各方面的能力都得到了相應(yīng)的提高。在大學(xué)四年生活中，不斷得到各位老師、同學(xué)的關(guān)心與幫