畢業(yè)論文-隔離多輸入變流器研究（含外文翻譯）

1、<p>　本科畢業(yè)設計（論文）</p><p>　　畢業(yè)設計（論文）任務書</p><p>　　學院： 系級教學單位： </p><p>　學號學生姓名專 業(yè)班 級應電1班</p><p>　題目題目名稱隔離多輸入變流器研究<

2、/p><p>　題目性質1.理工類：工程設計 （ ）；工程技術實驗研究型（ ）；理論研究型（ ）；計算機軟件型（ ）；綜合型（√ ）2.管理類（ ）；3.外語類（ ）；4.藝術類（ ）</p><p>　題目類型1.畢業(yè)設計（ √ ） 2.論文（ ）</p><p>　題目來源科研課題（√ ）

3、 生產實際（ ）自選題目（ ） </p><p>　主要內容對現(xiàn)有的隔離型多輸入變流器進行了解，確定其控制方式，完成控制系統(tǒng)的設計，進行仿真研究。主要內容：1 綜述隔離型多輸入變流器的控制方法2 設計適合于隔離型多輸入變流器控制的控制系統(tǒng)3 設計或者尋求建立用于仿真的變換器數(shù)學模型4 使用合適的軟件完成仿真</p><p>　基本要求1．按電氣工程學院本科生學位論文撰寫規(guī)范的要

4、求完成設計說明書一份（不少于2.4萬字），A0圖紙一張。2．說明書及插圖一律打印，要求條理清晰、文筆流暢、圖形及文字符號符合國家現(xiàn)行標準。3．按教研室指定的地點進行設計，嚴格按進度計劃完成畢業(yè)設計任務。</p><p>　參考資料1．IEEE TR．IEEE TRANS ON POWER ELECTRONICS 各年度雜志論文2．電力電子技術雜志3．電機工程學報4．自己收集的參考文獻</p><

5、;p>　周 次第1～4周第5～8周第9～12周第13～16周第17～18周</p><p>　應完成的內容資料檢索，課題設計任務分解，主要工作過程分析，仿真軟件學習控制方案理論分析與表達式推導，基本仿真研究控制方案仿真系統(tǒng)性能優(yōu)化，總結，撰寫論文撰寫論文，答辯</p><p>　系級教學單位審批：年 月 日</p><p><b>　　摘要&l

6、t;/b></p><p>　　人類生活和電力息息相關、密不可分。目前電力的主要來源仍舊是靠火力發(fā)電與核能發(fā)電?；鹆Πl(fā)電由自然界有限的化石能源燃燒產生熱能，熱能再轉化為機械能，再由機械能經過發(fā)電機轉化為電能。對于核能發(fā)電，25年前的切爾諾貝利核電站事故和今年的日本福島核電站發(fā)生的事故，使得核電在安全性方面又令人擔憂。在這個背景下，利用可再生能源發(fā)電在世界各國越來越受到重視。</p><p

7、>　　太陽能和風能是真正純凈、無污染而且易于取得的能源，用之不竭、取之不盡，而且太陽能和風能能在日夜、季節(jié)互補。傳統(tǒng)的新能源分布式供電系統(tǒng)中每種能源形式均需要一個DC-DC變換器，將各能源變成直流輸出，并聯(lián)在公共直流母線上給直流負載供電。此裝置結構復雜，成本亦較高。為了簡化電路結構，可以用一個多輸入直流變換器(Multiple-Input Converter，MIC)代替多個單輸入直流變換器。MIC允許多種能源輸入，輸入源的性質、

8、幅值和特性可以相同也可以有較大差別。多個輸入可以分別或者同時向負載供電，提高系統(tǒng)的靈活性和穩(wěn)定性，實現(xiàn)能源優(yōu)先利用并且降低系統(tǒng)成本。</p><p>　　本文旨在提出一種新的雙輸入Zeta型電路拓撲結構的變換器，兩個輸入源同時或只有一個時均能正常工作，向負載輸出電能。之后在實現(xiàn)多輸入的基礎上改進電路拓撲結構，加入變壓器進行電氣隔離，提高電路工作的可靠性。</p><p>　　關鍵詞　多輸入

9、；DC-DC變換器；Zeta型變換器；隔離變壓器</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　Electricity is so related to human’s daily life. Currently the main source of generating electricity power is still by ther

10、mal and nuclear. Thermal generation is by the combustion of limited fossil fuels into heat power, then transforming heat power into mechanical power, at last transforming mechanical power into electricity via generation.

11、 For the nuclear power, considering the Chernobyl nuclear accident 25 years ago in former Soviet Union and Fukushima nuclear power plant accidents this year </p><p>　　Solar and wind power is real pure, clean

12、 and easy to get, and they are inexhaustible. They can also complement each other in the day and night, and seasons. The traditional distributed power supply system in new energy forms each form of new energy need a DC-D

13、C converter, converting power source into DC out-put, parallel to the common DC bus supplying for the load. This device structure is complex and cost higher. To simplify the circuit structure, we can use a multiple-input

14、 DC-DC converter (MI</p><p>　　This paper presents a new type of two-input Zeta converter circuit topology, the two inputs at the same time or only one input can also out put power to the load. Then, giving a

15、n improvement based on this multiple-input converter topology by adding electrical isolation transformer to improve the reliability of the circuit.</p><p>　　Keywords　Multiple-input; DC-DC converter; Zeta con

16、verter; isolation transformer</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　摘要I</b></p><p>　　AbstractII</p><p><b>　　第1章 緒論1</b></p><

17、p>　　1.1 課題背景1</p><p>　　1.2 傳統(tǒng)多輸入變換器系統(tǒng)2</p><p>　　1.3 新型多輸入變換器2</p><p>　　1.3.1 脈沖電源的分類3</p><p>　　1.3.2 脈沖電源的連接原則4</p><p>　　1.3.3 MIC的隔離方式5</p>

18、<p>　　1.3.4 隔離型MIC拓撲7</p><p>　　1.4 本章小結8</p><p>　　第2章 雙輸入Zeta型DC-DC變換器9</p><p>　　2.1 單輸入Zeta變換器9</p><p>　　2.2 雙輸入Zeta變換器拓撲結構與工作狀態(tài)10</p><p>　　2.

19、3 雙輸入Zeta型DC-DC變換器的基本數(shù)量關系13</p><p>　　2.4 雙輸入Zeta型DC-DC變換器參數(shù)計算14</p><p>　　2.5 雙輸入Zeta型DC-DC變換器仿真15</p><p>　　2.6 本章小結21</p><p>　　第3章 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器22</p>

20、<p>　　3.1 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器拓撲結構22</p><p>　　3.2 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器電路工作原理23</p><p>　　3.3 隔離變壓器的設計26</p><p>　　3.4 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器仿真29</p><p>　　3.5 本章小結34<

21、/p><p><b>　　結論36</b></p><p><b>　　參考文獻37</b></p><p><b>　　致謝39</b></p><p>　　附錄1 開題報告40</p><p>　　附錄2 文獻綜述48</p>&

22、lt;p>　　附錄3 中期檢查報告53</p><p>　　附錄4 中文譯文57</p><p>　　附錄5 外文原文64</p><p><b>　　第1章 緒論</b></p><p><b>　　1.1 課題背景</b></p><p>　　人類與電力的需求

23、息息相關密不可分，一旦停止供電，在社會與民生方面產生的影響頗為嚴重，對工廠生產、政府工作則帶來更大的沖擊。目前電力的主要來源還是靠火力發(fā)電與核能發(fā)電，火力發(fā)電由化石燃料燃燒將熱能轉化為機械能，再由機械能轉化為電能；而核能則由核裂變產生的能量轉化為機械能再發(fā)電。然而，人們對核能發(fā)電的安全有所擔憂(在二十五年前烏克蘭切爾諾貝利核電站事故以及近期日本福島核電站事故)，全球化石燃料有限且日益減少，更是帶來環(huán)境污染和溫室效應。因此，利用可再生能源

24、來發(fā)電已經被廣為重視，尤其是利用太陽能和風能發(fā)電，更受到各國青睞并已經開始在很多地區(qū)修建太陽能發(fā)電廠與風能發(fā)電廠。</p><p>　　目前以太陽能與風能供電的應用產品在世界各國日益增多，尤其是日本、德國、荷蘭、意大利、奧地利等國，雖然其他國家日照量及年平均日照時長數(shù)均不如我國，但仍計劃將太陽能普及在一般家庭的應用上。</p><p>　　在2010年，我國已經成為全球風電裝備最大的消費者

25、和生產者[1]，在經濟快速增長和電力需求增加的大背景下，風電的迅猛發(fā)展，在中國應對能源結構多樣化、環(huán)境保護和節(jié)能減排等挑戰(zhàn)中扮演著不可替代的角色。</p><p>　　在我國《可再生能源中長期發(fā)展規(guī)劃》[2]更是提出到2010年使可再生能源消費量達到能源消費總量的10%，到2020年達到15%的發(fā)展目標。</p><p>　　為了能有效利用陽光光電與風力發(fā)電，將兩種發(fā)電系統(tǒng)整合，提高供電電

26、量，達到季節(jié)與日夜互補的功效，提升再生能源供電的可靠度及電源效率，是一個很重要的課題。</p><p>　　傳統(tǒng)的新能源分布式供電系統(tǒng)中每種能源形式均需要一個DC-DC變換器，將各能源變成直流輸出，并聯(lián)在公共的直流母線上，供給直流負載，結構較復雜，且成本較高。為了簡化電路結構，可以用一個多輸入直流變換器(Multiple-Input Converter，MIC)代替多個單輸入直流變換器。MIC允許多種能源輸入，輸

27、入源的性質、幅值和特性可以相同，也可以差別很大，多輸入源可以分別或同時向負載供電， 因此提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和靈活性，實現(xiàn)能源的優(yōu)先利用，并且降低系統(tǒng)成本。</p><p>　　1.2 傳統(tǒng)多輸入變換器系統(tǒng)</p><p>　　如前面敘述的，傳統(tǒng)新能源分布式供電系統(tǒng)中每種能源都需要一個DC-DC變換器，將各個輸入源變成直流輸出，最后并聯(lián)在公共的直流母線上，再供給直流負載，結構復雜，成本高[3

28、]。</p><p>　　圖1-1 傳統(tǒng)MIC系統(tǒng)圖</p><p>　　如圖1-1所示即為傳統(tǒng)分布式供電系統(tǒng)的系統(tǒng)圖，每個輸入源均需要一個DC-DC變換器，輸出并聯(lián)為負載供電。</p><p>　　1.3 新型多輸入變換器</p><p>　　新型多輸入變換器具有同時或分時供電、體積小、效率高、便于集中控制的優(yōu)點，其系統(tǒng)圖如下：</p

29、><p>　　圖1-2 新型MIC系統(tǒng)圖</p><p>　　新型多輸入變換器可分為同時供電和分時供電兩類，增加多個輸入電壓源與原來的輸入電壓源并聯(lián)可以得到基本的多輸入Buck變換器，該方法還可應用于Buck-boost變換器、Forward變換器和Flyback變換器。多輸入Forward變換器和多輸入Flyback變換器屬于隔離型多輸入變換器。在這些變換器中，各輸入電壓源及其串聯(lián)開關連接于

30、各自獨立變壓器的一次繞組，同時共用一個變壓器二次繞組，但此類MIC在任何時刻只有一種輸入源向負載提供能量，屬于分時供電MIC。</p><p>　　為了實現(xiàn)同時供電，一些新的MIC拓撲相繼被提出，例如Buck和Buck-boost型MIC，它們共用一個由電感、電容構成的輸出濾波電路，減少了無源元件數(shù)量，多繞組隔離型MIC包括半橋和全橋MIC等，此類變換器實現(xiàn)了輸出電路電氣隔離。</p><p&

31、gt;　　MIC的電源均為脈沖電源單元，包括脈沖電壓源單元(Pulsating Voltage Source Cell, PVSC)和脈沖電流源單元(Pulsating Current Source Cell, PCSC)，將其應用于非隔離型變換器中可以得到一些非隔離型MIC電路拓撲，將這些脈沖電源單元合理連接，并與合適的輸出濾波電路級聯(lián)，得到了一些非隔離型和隔離型MIC，實現(xiàn)了多輸入源既能同時又能分時地向負載傳遞能量。對于隔離型MIC

32、，每增加一個輸入源需要增加一個一次繞組，隨著輸入源數(shù)量增加，一次繞組也相應增多，變壓器的制作將變得較為困難， 而且各繞組之間難以做到良好的耦合，導致漏感增大，損耗增加。</p><p>　　1.3.1 脈沖電源的分類</p><p>　　由輸入源和開關網絡可以得到PSC，它分為PVSC和PCSC，PVSC包括Buck型、Cuck型和Zeta型三種，如圖1-3a)、b)、c)所示；PCSC包

33、括Boost型、Buck-boost型和Sepic型三種，如圖1-3d)、e)、f)所示。[4]</p><p>　　a)Buck型PVSC b)Cuck型PVSC</p><p>　　c)Zeta型PVSC d)Boost型PCSC</p><p>　　e)Buck-boost型PCSC

34、 f)Sepic型PCSC</p><p>　　圖1-3 PVSC和PCSC</p><p>　　1.3.2 脈沖電源的連接原則</p><p>　　當多個脈沖電源需要連接時，多個PVSC可以串聯(lián)，如圖1-4(a)所示；多個PCSC可以直接并聯(lián)，如圖1-4(b)所示。在這兩種組合方式中，多個輸入源既可以同時也可以分時向負載供電[5]。&

35、lt;/p><p>　　a)PVSC串聯(lián) b)PCSC并聯(lián)</p><p>　　圖1-4 脈沖電源連接組合</p><p>　　根據基爾霍夫定律可以知道，電壓大小不等的電壓源不能直接并聯(lián)、電流大小不等的電流源不能直接串聯(lián)。由于PVSC是包括開關管Q和二極管VD的有源開關網絡，與傳統(tǒng)電壓源不同，因此只要合理控制各個PVSC中開關管的開

36、通和關斷，保證在任一時刻只有一個PVSC向負載提供能量，多個PVSC也可以并聯(lián)，如圖1-4(c)所示。類似只要合理控制各個PCSC中的開關管，保證任一時刻只有一個PCSC向負載提供能量，多個PCSC也可以串聯(lián)。但是實際電路中，由于PCSC中的獨立電流源一般由電壓源和電感串聯(lián)組成，并不是理想電流源。當PCSC不向負載提供能量時，其開關管Q將一直導通，電感電流將一直增大到電感飽和，損壞功率器件。因此多個PCSC不能串聯(lián)工作。</p&g

37、t;<p>　　1.3.3 MIC的隔離方式</p><p>　　為了提高MIC工作的可靠性，在輸出端要進行電氣隔離，隔離主要采用變壓器隔離，隔離的形態(tài)主要有以下四種[6]：</p><p>　　圖1-5 單端反激隔離方式</p><p>　　如上圖1-5所示為單端反激隔離方式，這種隔離最大的優(yōu)點是簡單，只使用一個磁元件、一個開關就可以完成隔離和升、降

38、壓的變換任務。由于它是在返程中進行能量轉換，因此變換器傳送能量的能力就與開關閉合期間的磁儲能多少有關，所以變換器功率受到隔離變壓器磁芯的飽和程度限制。因此反激變換器常用于小功率場合。</p><p>　　圖1-6 單端正激隔離方式</p><p>　　上圖1-6所示為正激隔離方式，當需要大功率變換的場合常用到這種隔離方式。正激變換在開關閉合期間實現(xiàn)能量的變換與傳遞的。在正激變換中，變壓器的

39、原、副繞組同時工作，副繞組中的電流產生的磁通將抵消原邊電流產生的磁通，因此可以傳遞更大的功率。</p><p>　　圖1-7 推挽隔離方式</p><p>　　圖1-7所示為推挽變壓器隔離方式，推挽隔離方式中兩個開關輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關電源在整個周期之內都向負載提供功率的輸出，因此其使出電流瞬態(tài)響應速度很高，電壓輸出特性很好。推挽式開關電源是所有開關電源中電壓利用

40、率最高的開關電源，它在輸入電壓很低的情況下仍然能維持很大的輸出功率。</p><p>　　圖1-8 全橋隔離方式</p><p>　　上圖1-8所示為全橋變壓器隔離方式，全橋隔離方式其優(yōu)點是輸出功率大，工作效率高，開關所需耐壓低。全橋變換器主要用于輸入電壓比較高的場合，在輸入電壓很高的情況下，采用全橋變壓器開關電源其輸出功率要比推挽式變壓器開關電源的輸出功率大很多，但電源利用率卻比推挽式的

41、低。其最大的缺點是會出現(xiàn)半導通區(qū)，損耗大。</p><p>　　1.3.4 隔離型MIC拓撲</p><p>　　前面敘述了各種PVSC和PCSC，以及變換器輸出隔離的方式，那么很容易的將多個PVSC串聯(lián)或者將多個PCSC并聯(lián)起來，再對輸出進行濾波，就可以給負載提供能量了。這些PVSC或者PCSC既可以同時也可以分時向負載供電。</p><p>　　如果需要電氣隔離

42、，根據需要將未隔離的MIC輸出選擇一種隔離方式接入，輸出再濾波，就組成了所需要的隔離型MIC的電路結構[7]。</p><p>　　圖1-9 Buck型MIC</p><p>　　上圖所示為Buck型MIC，將多個Buck型PVSC串聯(lián)，再對輸出進行濾波，為負載提供能量。</p><p>　　圖1-10 單端反激隔離型Buck MIC</p><

43、p>　　圖1-10就是在Buck型MIC的基礎上對輸出進行單端反激變壓器隔離，再整流濾波為負載供電。</p><p><b>　　1.4 本章小結</b></p><p>　　在這一章中，介紹了傳統(tǒng)多輸入變換器的結構，著重介紹了新型多輸入變換器的電路拓撲結構，提出了幾種可以實際應用的多輸入變換器結構，該類型多輸入變換器的多個輸入源既能分時又能同時工作。之后介紹了

44、4種變壓器隔離方式，對上面的多輸入變換器進行電氣隔離來提高工作的可靠性。</p><p>　　第2章 雙輸入Zeta型DC-DC變換器</p><p>　　由于各參考文獻中出現(xiàn)的多輸入變換器多為Buck型、Boost型及Buck-Boost型，本文提出一種基于Zeta型變換器的雙輸入變換器，其主要優(yōu)點就是輸出電壓可調，兩個輸入源既可以單獨為負載供電，也可以同時工作，兩個輸入源一起為負載提供

45、能量。</p><p>　　2.1 單輸入Zeta變換器</p><p>　　單輸入Zeta變換器的電路結構如下圖所示[8]：</p><p>　　圖2-1 Zeta變換器電路結構</p><p>　　電路由輸入源Vin，開關S，電感L、Lf，電容C、Cf，二極管VD和負載R共同構成。開關閉合前后的等效電路結構如圖2-2(a)(b)所示。其中

46、L是賦能電感，主要完成能量的汲取和轉移，Lf是濾波電感，它和Cf共同構成串聯(lián)電感濾波。</p><p><b>　　a)開關閉合</b></p><p><b>　　b)開關斷開</b></p><p>　　圖2-2 Zeta變換器開關閉合前后等效電路結構</p><p>　　開關閉合，L從輸入電源

47、汲取能量，建立電感電流，同時，輸入電源與電容C的電壓加在二極管VD兩端，并引起電感Lf的電流增加向輸出端輸送能量；當開關斷開后，兩個電感電流不能突變，電感L通過二極管VD對電容C充電完成續(xù)流，電感Lf也通過二極管VD對輸出電容Cf和負載R提供電流完成續(xù)流過程，下一個開關周期重復上述動作來傳遞能量[9]。</p><p>　　2.2 雙輸入Zeta變換器拓撲結構與工作狀態(tài)</p><p>　

48、　在Zeta型PVSC的基礎上，將兩個Zeta型PVSC串聯(lián)，再經過串聯(lián)電感濾波，就構成了Zeta型雙輸入變換器[10]。</p><p>　　圖2-1 雙輸入Zeta型變換器電路</p><p>　　上圖2-1所示即為雙輸入Zeta型變換器的電路結構。</p><p>　　根據開關S1和S2的開通與閉合狀態(tài)，該電路處于4種不同的工作狀態(tài)[11]。</p>

49、;<p>　　a)S1導通，S2關斷</p><p>　　b)S1,S2均導通</p><p>　　c)S1關斷，S2導通</p><p>　　d)S1,S2均關斷</p><p>　　圖2-2 雙輸入Zeta型DC-DC變換器4中工作狀態(tài)</p><p>　　a)狀態(tài)I：開關S1導通，開關S2關斷，二極

50、管D1關斷，二極管D2導通，Vin1通過開關S1、電容C1、濾波電感Lf和二極管D2為負載輸出功率，為濾波電容Cf充電；電感L2通過二極管D2給電容C2充電。</p><p>　　b)狀態(tài)II：開關S1和S2均導通，二極管D1和D2均關斷，Vin1與電容C1串聯(lián)、Vin2與電容C2串聯(lián)，再串聯(lián)起來共同通過濾波電感Lf為負載輸出功率，同時為濾波電容Cf充電。</p><p>　　c)狀態(tài)II

51、I：開關S1關斷，開關S2導通，二極管D1導通，二極管D2關斷，Vin2通過開關S2、電容C2、濾波電感Lf和二極管D1為負載輸出功率，為濾波電容Cf充電；電感L1通過二極管D1給電容C1充電。</p><p>　　d)狀態(tài)IV：開關S1和S2均關斷，濾波電容Lf通過二極管D1和D2完成續(xù)流，電感L1通過二極管D1為電容C1充電，電感L2通過二極管D2為電容C2充電。</p><p>　　

52、假設電路電流一直連續(xù)，開關S1和S2的工作頻率相同，而占空比不同，且占空比D1>D2，兩個開關導通的相位差θ=0，那么電路工作在一個周期內的狀態(tài)順序為：</p><p>　　狀態(tài)II→狀態(tài)I→狀態(tài)IV→狀態(tài)II→狀態(tài)I……</p><p>　　每個周期開始時，開關S1和S2均導通(狀態(tài)II)，之后因為占空比D1>D2，S2先關斷(狀態(tài)I)，之后S1也關斷，電路續(xù)流(狀態(tài)IV)，

53、再下一個周期開始，周而復始。</p><p>　　理想的開關S1、S2的驅動信號和濾波電感電流如下圖所示[12]：</p><p>　　圖2-3 理想驅動波形及濾波電感電流</p><p>　　在S1和S2導通期間，Vin1和Vin2一起向負載供電，濾波電感電流iLf上升較快，之后S2關斷，只有Vin1為負載供電，濾波電感電流iLf上升速度減慢，再等到S1關斷后，濾

54、波電感電流iLf開始下降，通過二極管續(xù)流直到下一個周期到來。</p><p>　　2.3 雙輸入Zeta型DC-DC變換器的基本數(shù)量關系</p><p>　　普通單輸入Zeta型DC-DC變換器的電路基本數(shù)量關系再不贅述，下面是雙輸入Zeta型DC-DC變換器工作在上節(jié)狀態(tài)順序下的基本數(shù)量關系：</p><p><b>　　在狀態(tài)II中：</b>

55、;</p><p><b>　　(2-1)</b></p><p><b>　　在狀態(tài)I中：</b></p><p><b>　　(2-2)</b></p><p><b>　　在狀態(tài)IV中：</b></p><p><b&g

56、t;　　(2-3)</b></p><p>　　由電感伏秒平衡關系有：</p><p><b>　　(2-4)</b></p><p>　　根據式(2-1)-(2-3)那么輸出電壓：</p><p>　　Vo=Vin1M1+Vin2M2(2-5)</p><p>　　其中M為單輸入Z

57、eta型DC-DC變換器的增益，M=D/(1-D)。</p><p>　　同理，若D1<D2，電路工作狀態(tài)轉變，那么人能得到Vo=Vin1M1+Vin2M2。</p><p>　　由M=D/(1-D),得：</p><p>　　雙輸入Zeta型DC-DC變換器輸出電壓：</p><p><b>　　(2-6)</b>

58、;</p><p>　　2.4 雙輸入Zeta型DC-DC變換器參數(shù)計算</p><p>　　現(xiàn)假設有一雙輸入Zeta型DC-DC變換器，其兩個輸入源Vin1=100V，Vin2=200V，要求輸出Vo=150V，Io=2A，開關工作頻率fs=100KHz，輸出紋波電壓小于1%。</p><p>　　易知負載電阻R=Vo/Io=75Ω。</p><

59、;p>　　變換器有三種工作情況，分別是：</p><p><b>　　只有Vin1工作：</b></p><p>　　Vo=Vin1·D1(1-D1)</p><p>　　計算得D1=3/5,D2=0</p><p><b>　　只有Vin2工作：</b></p>&l

60、t;p>　　Vo=Vin2·D2(1-D2)</p><p>　　計算得D2=3/7,D1=0</p><p>　　Vin1和Vin2同時工作：</p><p>　　Vo= Vin1·D1(1-D1)+ Vin2·D2(1-D2)</p><p>　　取D1=D2=1/3，即D1(1-D1)=D2(1-D2

61、)=0.5，即可滿足Vin1=100V、Vin2=200V、Vo=150V的要求。</p><p>　　在上述情況下，開關S1和S2的占空比D1和D2有下表關系：</p><p>　　表1 開關S1和S2占空比D1和D2“互補”規(guī)律</p><p>　　從上表看出開關S1和S2的占空比D1和D2有一種“互補”的規(guī)律，當D1從0向3/5增加時，為了保持輸出電壓不變，D

62、2從3/7向0減??；當D2從0向3/7增大時，為了保持輸出電壓不變，D1也相應的從3/5向0減小。</p><p>　　那么當S1和S2的占空比發(fā)生變化時，圖2-1中雙輸入Zeta型DC-DC變換器AB、BC及AC點之間電壓也相應有如下變化：</p><p>　　圖2-4 開關占空比變化時AB、BC及AC點間電壓</p><p>　　可以看出，AC間電壓VAC的占空

63、比D始終大于1/3，只有當D1=D2=1/3時VAC的占空比D才等于1/3。也能看出VAC的占空比D始終小于3/5。</p><p>　　假設單個電源占空比小于1/4時電源停止工作。</p><p>　　那么圖2-1電路中：</p><p><b>　　(2-7)</b></p><p><b>　　(2-8)

64、</b></p><p><b>　　(2-9)</b></p><p><b>　　(2-10)</b></p><p><b>　　(2-11)</b></p><p>　　帶入數(shù)據D1min=D2min=1/4，D1max=3/5，D2max=3/7，DADm

65、in=1/3，fs=100KHz，R=75Ω，δ1=0.6，δ2=0.2，γ1=0.2，γ2=0.005得到：</p><p>　　L1=L2=1.4mH</p><p><b>　　Lf=1.25mH</b></p><p><b>　　C1=0.4μF</b></p><p><b>

66、　　C2=0.3μF</b></p><p><b>　　Cf=1.4μF</b></p><p>　　2.5 雙輸入Zeta型DC-DC變換器仿真</p><p>　　經過前節(jié)參數(shù)計算，對電路進行仿真。</p><p>　　仿真所用軟件為Pspice，仿真步長100ns，仿真時間20ms。</p>

67、;<p>　　圖2-5 Pspice仿真電路圖</p><p>　　1.首先仿真情況(a)即只有Vin1工作：</p><p>　　占空比D1取3/5，脈沖源設置V1=0V，V2=15V，TD=0s，TR=10ns，TF=10ns，PW=6us，PER=10us。</p><p><b>　　對電路仿真：</b></p>

68、;<p>　　圖2-6 情況(a)開關S1的驅動信號及二極管D1兩端電壓VAB波形</p><p>　　從圖2-6可以看出開關S1導通時，二極管D1兩端承受反壓關斷，由于電源Vin1和C1串聯(lián)向負載供電，C1兩端電壓會下降，所以開關導通期間二極管兩端的電壓會下降；開關S1關斷時，二極管導通。</p><p>　　圖2-7 二極管D1兩端電壓及電流、二極管D2電流波形</

69、p><p>　　上圖反映出二極管D1兩端電壓、電流對比波形，從上圖可以看出，開關S1導通期間二極管關斷并承受下降的反壓；開關S1關斷時，電感L1通過D1續(xù)流對電容C1充電，同時Lf通過D2和D1續(xù)流的過程。</p><p><b>　　輸出電壓波形：</b></p><p>　　圖2-8 只有Vin1情況下輸出電壓Vo波形</p>&

70、lt;p>　　可以看出輸出電壓波動在1V之內，輸出電壓平均為155.6V，紋波系數(shù)小于1%，達到要求。</p><p>　　只有一個電源工作的情況可以看成是一個電路中串聯(lián)了一個二極管的單輸入Zeta型DC-DC變換器，波形同單輸入Zeta型DC-DC變換器相比，其波形除了多了一個二極管管壓降之外沒有什么不同。</p><p>　　2.仿真情況(b)即只有Vin2工作：</p&g

71、t;<p>　　占空比D2取3/7，脈沖源設置V1=0V，V2=15V，TD=0s，TR=10ns，TF=10ns，PW=4.29us，PER=10us。</p><p>　　圖2-9 只有Vin2情況下開關S2驅動、二極管D2兩端電壓、</p><p>　　二極管D2中的電流、濾波電感電流、輸出電壓Vo波形</p><p>　　從圖中可以看出，除了占

72、空比不同之外，只有Vin2情況下電路工作情況與只有Vin1一樣，開關S2導通時電源Vin2和C2串聯(lián)向負載供電，濾波電感電流上升；開關S2關斷時電感L2通過二極管D2續(xù)流，濾波電感Lf通過二極管D2與D1續(xù)流。</p><p>　　這時的輸出電壓波動大約為1V，輸出電壓平均161.5V，紋波系數(shù)小于1%。</p><p>　　3.仿真情況(c)即兩個電源一起工作：</p>&

73、lt;p>　　兩個電源一起工作時，占空比可以根據式(2-6)選擇，如果選擇D1>D2，取D1=0.4，根據式(2-6)計算得D2=0.29。</p><p>　　開關S1的驅動脈沖參數(shù)為： V1=0V，V2=15V，TD=0s，TR=10ns，TF=10ns，PW=4 us，PER=10us。開關S2的驅動脈沖參數(shù)為：V1=0V，V2=15V，TD=0s，TR=10ns，TF=10ns，PW=2.9u

74、s，PER=10us</p><p>　　圖2-10 開關S1和開關S2的驅動波形</p><p>　　圖2-10中表示的就是在以上脈沖參數(shù)下的開關驅動波形，可以看出開關S1的占空比要比開關S2的占空比大，他們的周期相同，初始相位也相同。</p><p>　　圖2-11 二極管D1、D2兩端電壓VAB、VCD和A、D點之間電壓VAD的波形</p>&l

75、t;p>　　通過圖2-11可以看出雙輸入Zeta型DC-DC變換器的兩個脈沖輸入源既可以分時工作，又可以同時工作，也驗證了圖2-4。在S1和S2同時導通期間，二極管D1和D2都承受反壓關斷，兩個輸入源(PVSC)VAB、VCD疊加在一起串聯(lián)向負載供電，電壓疊加在一起，為兩個脈沖輸出源的和VAD；S2先關斷，之后只有Vin1工作，VAD變成和VAB一樣，直到S1也關斷。</p><p>　　圖2-12 開關驅

76、動波形、電容C1和C2的充放電波形及濾波電感電流iLf波形</p><p>　　從上圖也可以看出雙輸入Zeta型DC-DC變換器兩個脈沖輸入源可以同時工作。當開關導通時，電容C1串聯(lián)Vin1、電容C2串聯(lián)Vin2同時向負載供電，兩個電容電流均為負，濾波電感電流iLf上升較快；開關S2先關斷，電感L2通過D2向C2充電，電容C2電流變正，而C1仍然串聯(lián)Vin1向負載供電，濾波電感電流上升較慢；之后開關S1也關斷，電

77、感L1通過二極管D1向電容C1充電，電容C1電流變正，濾波電感通過二極管D1和D2續(xù)流，電流下降但是仍然保持連續(xù)。</p><p>　　圖2-13 兩個輸入源同時工作時的輸出電流、電壓波形</p><p>　　上圖2-13為兩個輸入源Vin1、Vin2同時工作的輸出電流電壓波形，從波形中可以看出輸出電壓、電流紋波均控制在1%之內，波形比較理想。</p><p>&l

78、t;b>　　2.6 本章小結</b></p><p>　　本章詳細介紹了雙輸入Zeta型DC-DC變換器的電路結構與電路工作原理，并對電路在只有一個輸入源工作和兩個輸入源同時工作的不同情況分別進行了仿真，驗證了該電路兩個輸入源既能分時也能同時為負載供電的優(yōu)點。</p><p>　　第3章 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器</p><p>　　3

79、.1 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器拓撲結構 </p><p>　　上一章中所敘述的輸出電壓150V，輸出電流2A的電路功率大約為300W，屬于中功率直流變換器，如此當選擇推挽式變壓器隔離方式比較恰當。</p><p>　　圖3-1 推挽式變壓器隔離方式</p><p>　　圖3-1表示的是推挽式變壓器隔離方式，開關Q1和Q2在一個周期內分別導通半個周期，變壓

80、器原邊的兩個繞組輪流導電，在副邊兩個線圈上感應出電壓，經過二極管整流、濾波電感電容的濾波之后輸送給負載[13]。</p><p>　　圖3-2 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器</p><p>　　將雙輸入Zeta型DC-DC變換器的輸出端接入推挽變壓器，就構成了隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器。</p><p>　　推挽式變壓器隔離方式的優(yōu)點是可以提高電壓

81、的利用率但不增加開關數(shù)量，由于兩個開關交替工作，磁芯雙向磁化，因而不需要專門的磁復位環(huán)節(jié)。開關交替工作時，加在原邊繞組上的是輸出電源電壓，因此這種電路的電壓利用率高。</p><p>　　與其他電路相比，推挽電路的主要缺點是主功率開關上承受的電壓高達兩倍的輸入電壓，如果考慮雜散電感造成的尖峰電壓，那么開關所承受的電壓還要更高。另外，變壓器的初級繞組比全橋式電路多了一倍，增加了材料成本和制作難度。推挽式電路的電源電

82、壓利用率高的優(yōu)點是用開關承受高電壓的代價換來的。</p><p>　　3.2 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器電路工作原理</p><p>　　隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器主要還是靠變壓器輸入端的兩個串聯(lián)的Zeta型脈沖電壓源的開關占空比來控制輸出電壓的。這兩個脈沖電壓源也既可以同時工作，又能分時工作，互不影響。</p><p>　　兩個輸入源同時工作時

83、，假設其工作頻率相同，都是100KHz，開關導通相位也相同，1#輸入源的占空比D1大于2#輸入源的占空比D2，假設變壓器工作頻率為10KHz。</p><p>　　按以上假設的工作情況組合下來，變換器工作情況有6種：</p><p>　　a) 開關S1、S2、Q1導通，開關Q2關斷</p><p>　　b) 開關S1、Q1導通，開關S2、Q2關斷</p>

84、<p>　　c) 開關Q1導通，開關S1、S2、Q2關斷</p><p>　　d) 開關S1、S2、Q2導通，開關Q1關斷</p><p>　　e)開關S1、Q2導通，開關S2、Q1關斷</p><p>　　f)開關Q2導通，開關S1、S2、Q1關斷</p><p>　　圖3-3 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器電路工作情況

85、圖</p><p>　　情況a)：此時兩個輸入源的開關S1、S2均導通，兩個輸入源同時工作，為變壓器原邊提供電能。推挽變壓器的開關Q1導通，變壓器原邊只有上半部分線圈導通，同時輸出側感應出電壓，上半部分的線圈產生的電壓經過濾波輸出給負載，而下半部分的線圈產生的電壓由于二極管D4的阻礙，不能提供給負載。</p><p>　　情況b)：開關S2先斷開，只剩1#輸入源工作，電感L2通過二極管D2

86、續(xù)流為電容C2充電；推挽變壓器的開關Q1導通，變壓器原邊只有上半部分線圈導通，同時輸出側感應出電壓，上半部分的線圈產生的電壓經過濾波輸出給負載，而下半部分的線圈產生的電壓由于二極管D4的阻礙，不能提供給負載。</p><p>　　情況c)：開關S1也斷開，兩個輸入源均不工作；電感L1通過二極管D1為電容C1充電；電感L2通過二極管D2為電容C2充電；電容Lf通過二極管D1、D=續(xù)流，為變壓器提供正向電壓；推挽變壓

87、器的開關Q1導通，變壓器原邊只有上半部分線圈導通，同時輸出側感應出電壓，上半部分的線圈產生的電壓經過濾波輸出給負載，而下半部分的線圈產生的電壓由于二極管D=的阻礙，不能提供給負載。</p><p>　　情況d)：與情況(a)相似，只不過推挽變壓器的開關Q2導通，變壓器原邊只有下半部分線圈導通，同時輸出側感應出電壓，下半部分的線圈產生的電壓經過濾波輸出給負載，而上半部分的線圈產生的電壓由于二極管D3的阻礙，不能提供

88、給負載。</p><p>　　情況e)：與情況(b)類似，只不過推挽變壓器的開關Q2導通，變壓器原邊只有下半部分線圈導通，同時輸出側感應出電壓，下半部分的線圈產生的電壓經過濾波輸出給負載，而上半部分的線圈產生的電壓由于二極管D3的阻礙，不能提供給負載。</p><p>　　情況f)：與情況(c)類似，只不過推挽變壓器的開關Q2導通，變壓器原邊只有下半部分線圈導通，同時輸出側感應出電壓，下半

89、部分的線圈產生的電壓經過濾波輸出給負載，而上半部分的線圈產生的電壓由于二極管D3的阻礙，不能提供給負載。</p><p>　　由于輸入源開關S1、S2的工作頻率在100KHz，而推挽變壓器的開關工作頻率是10KHz，那么開關Q1、Q2輪流工作一次而開關S1、S2要開關十次，這樣下來以上6中情況在一個變壓器周期內的工作次序就是：</p><p>　　[(a)-(b)-(c)]×5

90、--[(d)-(e)-(f)]×5</p><p>　　即在一個變壓器開關工作周期內，情況a)、b)、c)這樣工作5次，情況d)、e)、f)再工作五次。在一個變壓器工作周期之內，變壓器磁芯被正向、反向各充能一次，這樣變壓器就不再需要進行磁復位。</p><p>　　3.3 隔離變壓器的設計</p><p>　　1 高頻變壓器磁芯的選擇[14]</p&

91、gt;<p>　　高頻變壓器是大多數(shù)開關電源變換器中的必備元件，它不像其他電子元件那樣可以選擇現(xiàn)成的成品，而是要根據實際的電路結構，需要自行設計參數(shù)，因為高頻變壓器涉及參數(shù)太多，如輸入電壓、輸入電流、輸出電壓、輸出電流、頻率、溫升、漏感、電感、磁性材料參數(shù)、銅損、鐵損等等。如果對不同參數(shù)進行排列組合設計，將有多個不同變壓器規(guī)格。開關電源變壓器磁芯是地磁場強度下使用的軟磁材料，它具有較高的磁導率、低的矯頑力和高的電阻率。如果

92、磁導率高，在一定線圈匝數(shù)時，通過不大的激磁電流就能得到較高的磁感應強度，線圈就能承受較高的外加電壓，在輸出一定功率的要求下，可減小磁芯體積。磁芯矯頑力低，磁滯回路面積小，則磁滯鐵耗就小。電阻率高，則渦流小，鐵芯的渦流損耗就小。在軟磁材料中，金屬軟磁材料在開關電源中用的較少，鐵氧體磁芯中的MnZn鐵氧體磁芯又稱功率鐵氧體磁芯。具有導磁率高、電阻率高、鐵損小、價格便宜等優(yōu)點，適合制作高頻大功率變壓器。</p><p>

93、;　　變壓器設計中最重要的鐵芯參數(shù)選擇根據是鐵芯的磁化曲線，依據它選定變壓器的額定磁通密度。磁通密度選的過高雖然可以減小變壓器體積，但鐵芯損耗加大，變壓器漏感增加。因此選擇磁通密度時要綜合考慮，有時需要多次試驗方可確定。</p><p>　　選擇磁芯幾何尺寸常用的方法有面積乘積(AP)法和幾何參數(shù)(Kc)法兩種。高頻變壓器的設計一般采用面積乘積法。這種設計方法的主要步驟如下：</p><p&g

94、t;　　確定幾個必要的參數(shù)：</p><p>　　高頻變壓器的工作頻率：f</p><p>　　所用磁芯材料的額定磁通密度：B</p><p><b>　　導線的電流密度：δ</b></p><p><b>　　確定鐵芯規(guī)格尺寸；</b></p><p>　　計算原副邊繞組匝

95、數(shù)。</p><p>　　上章中所設計的雙輸入Zeta型DC-DC變換器的輸出電壓為150V，假設經過隔離變壓器之后輸出電壓變?yōu)?8V。</p><p>　　2 鐵芯設計[15]</p><p>　　根據以上的分析步驟來設計高頻變壓器，該變換器的開關頻率為10KHz，最大磁感應強度Bm選取0.15T，變壓器的工作效率η選取0.9，導線的電流密度δ選取200A/cm2

96、,窗口的銅填充系數(shù)Km選取0.4，鐵芯的填充系數(shù)Kc對于鐵氧體取1。</p><p>　　該變換器的設計功率為</p><p><b>　　(3-1)</b></p><p>　　帶入數(shù)據PT=300W計算，得到AP=13.8cm2</p><p>　　根據綜合考慮，選取R2KB鐵氧體磁芯EE85的鐵芯。R2KB鐵氧體磁

97、芯EE85的中心柱截面積Ae=7.67cm2，EE85的窗口面積Aw=8.55cm2，則AP=65.6cm2，AP值遠遠大于計算值13.8，由此可見EE85的功率容量遠遠大于該變壓器的設計功率，因此能夠滿足設計要求。</p><p>　　3 變壓器匝數(shù)的確定</p><p>　　對于將變壓器輸入電壓按±10%的波動，因此最大輸入電壓Vinmax為150+15=165V，變壓器高壓

98、側繞組的匝數(shù)NP為：</p><p><b>　　(3-2)</b></p><p>　　其中Kf為波形系數(shù)，對于正弦波，Kf為4.44；對于方波，Kf為4；fs是開關頻率，BW是工作磁通密度，Ae為鐵芯中心柱截面積。</p><p>　　計算得出NP=35.8</p><p>　　充分考慮到各種損耗，可取原邊繞組匝數(shù)為

99、36匝。變壓器副邊所需要的最小電壓為：</p><p>　　Vsmin=Vo+VD+VLO(3-3)</p><p>　　其中Vsmin為變壓器副邊所需的最小電壓，Vo為變壓器的輸出電壓，VD為整流二極管的通態(tài)壓降，VLO為輸出濾波電感銅耗帶來的直流壓降。</p><p>　　計算得到Vsmin=48+1.5+0.5=50V</p><p>

100、;　　因此變壓器的變比為：</p><p>　　n=Vinmin/Vsmin(3-4)</p><p>　　其中Vinmin為輸入電壓的最小值，按照±10%的波動，Vinmin=150-15=135V?？梢郧蟮胣=135/50=2.7</p><p><b>　　副邊繞組匝數(shù)為：</b></p><p>　　

101、NS=NP/n(3-5)</p><p>　　計算得NS=36/2.7=13.33</p><p>　　綜合考慮取原邊38匝，副邊取14匝，變比為2.7。</p><p><b>　　4 確定繞組線徑</b></p><p>　　計算原邊電流平均值(有效值)：</p><p><b>

102、　　(3-6)</b></p><p>　　帶入數(shù)據Po=300W，Vinmin=135V，η=0.9，算得Ipd=2.47A。</p><p>　　因為選取的導線電流密度δ選取200A/cm2，那么原邊導線截面積：</p><p>　　Sp=Ipd/δ(3-7)</p><p>　　計算得Sp=1.24mm2。</p&g

103、t;<p>　　計算變壓器副邊電流的平均值(有效值)：</p><p><b>　　(3-8)</b></p><p>　　帶入Vsmin=50V，算得Isd=6.67A。</p><p>　　選取的導線電流密度δ選取200A/cm2，那么副邊導線截面積：</p><p>　　Ss=Isd/δ(3-9)&

104、lt;/p><p>　　計算得Ss=3.34mm2。</p><p>　　由于推挽變壓器原邊副邊都是帶有中心抽頭的繞組，上面的計算是將其等效為各是串聯(lián)在一起的兩個繞組計算得，那么原邊和副邊總截面積所占用的總窗口面積百分比：</p><p><b>　　(3-10)</b></p><p>　　帶入上面的數(shù)據，計算得到Δa=2

105、2%，肯定能夠繞下繞組</p><p>　　3.4 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器仿真</p><p>　　在圖3-2中，變壓器輸出電壓還需進行濾波。</p><p>　　根據LC低通濾波頻率公式，f取1KHz，濾波電感Lr經過計算取1.2mH，濾波電容Cr取20μF，負載電阻R為7.68Ω。變換器增益：</p><p><b&g

106、t;　　(3-11)</b></p><p>　　式中n是變壓器匝數(shù)比。對圖3-2的電路圖進行仿真，仿真步長100ns，仿真時間20ms。變壓器選擇Pspice中的組件XFRM_LIN/CT-PRI/SEC。</p><p><b>　　仿真電路如下：</b></p><p>　　圖3-4 隔離雙輸入Zeta型DC-DC變換器仿真電

107、路圖</p><p>　　對圖3-4進行仿真，電路前端波形與雙輸入Zeta型DC-DC變換器相同，主要觀察變壓器的輸入及輸出電壓，以及最終供給負載的輸出電壓波形。</p><p>　　同上一章相同，先進行只有一個輸入源工作的情形，即只有Vin1工作：</p><p>　　取D1=0.6，即開關S1的仿真PW=6us；開關S2不工作。</p><p

108、>　　圖3-5 開關S1的驅動波形及二極管D1兩端電壓</p><p>　　將圖3-5與圖2-5對比，可以看出兩圖波形幾乎相同。這說明只有一個輸入源工作時，變壓器輸入端之前的電路工作情況與沒有進行變壓器隔離時是相同的。</p><p>　　圖3-6 二極管D1兩端電壓及電流波形</p><p>　　從圖3-6(對比圖2-6)仍然可以看出，開關S1導通時二極管D

109、1承受正向反壓關斷，二極管D1中沒有電流；當開關S1關斷時，電感L1通過二極管D1續(xù)流，向電容C1充電的過程。</p><p>　　圖3-7 隔離變壓器輸入側電壓波形及負載上的輸出電壓波形</p><p>　　圖3-7所示為變壓器輸入側的電壓波形以及負載電壓波形。從整體可以看出，輸出波形較為穩(wěn)定，形狀十分理想，從啟動到穩(wěn)定只用了5ms的時間。加載在變壓器輸入側的電壓穩(wěn)定在150V左右，負載

110、上的電壓也穩(wěn)定在50V。</p><p>　　圖3-8隔離變壓器輸入側電壓波形及負載上的輸出電壓波形(放大)</p><p>　　上圖是將變壓器輸入側的電壓及負載電壓的放大波形?？梢钥闯鲚敵鲭妷杭y波系數(shù)小于1%。</p><p>　　只有2#輸入源工作的原理及波形與上面的只有1#輸入源工作的原理及波形相同，就略去不再贅述。</p><p>　

111、　當兩個輸入源同時工作時，開關S1的占空比D1=0.45，開關S2的占空比D2=0.25，即開關S1的PW取4.5us，開關S2的PW取2.5us。</p><p>　　圖3-9 開關S1和S2驅動波形、二極管D1和D2兩端電壓、</p><p>　　二極管D1和D2中的電流以及變壓器輸入側電壓波形</p><p>　　圖3-9與圖2-10、圖2-11、圖2-12對

112、比可以看出沒有隔離變壓器和加入隔離變壓器之后，輸入側電路工作情況幾乎完全相同。</p><p>　　從圖3-10中對比看出當開關Q1閉合時，原邊繞組加載上正向直流電壓，電壓在磁芯上產生磁場能量，之后副邊繞組感應出電壓，經過二極管整流、濾波之后輸送給負載。</p><p>　　圖3-10 開關Q1的驅動電壓波形、變壓器原邊繞組Lp1上的輸入電壓波形、</p><p>

113、　　變壓器副邊繞組Ls1上的輸出波形</p><p>　　圖3-11與圖3-10對比可以清晰地看出開關Q1和Q2交替開通與關斷，Q1和Q2開通和關斷之間設置了死區(qū)時間，防止橋臂直通。開關交替開通與關斷，變壓器兩個原邊繞組也輪流加載直流電壓，在兩個副邊上輪流感應出電壓經過整流濾波為負載供電。</p><p>　　圖3-11 開關Q1和Q2的驅動電壓波形、變壓器原邊繞組Lp1和Lp2上的輸入電