畢業(yè)論文-基于滑模變結構的永磁同步電動機的矢量研究

1、<p><b>　　畢業(yè)設計（論文）</b></p><p><b>　　題目：</b></p><p>　　基于滑模變結構的永磁同步電動機</p><p><b>　　矢量控制系統(tǒng)的研究</b></p><p>　　基于滑模變結構的永磁同步電動機</p>

2、<p><b>　　矢量控制系統(tǒng)的研究</b></p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　隨著電力電子技術、微型計算機技術、稀土永磁材料和控制理論的飛速發(fā)展，永磁同步電動機在中小功率的運動控制系統(tǒng)中得到了廣泛應用，尤其是在伺服傳動領域，永磁同步電動機逐步取代直流電動機、步進電動機成為伺服驅動的發(fā)展方向。因此，

3、研究以永磁同步電動機為執(zhí)行電機、以數(shù)字信號處理器為核心器件、采用矢量控制策略實現(xiàn)全數(shù)字式的永磁同步電動機系統(tǒng)具有十分重要的現(xiàn)實意義。</p><p>　　本文首先建立了永磁同步電動機的數(shù)學模型，深入研究了永磁同步電動機的矢量控制理論，并在此基礎上討論了永磁同步電動機的控制方案，經比較矢量控制的四種電流控制方法，確定了基于id =0的矢量控制方案及其電流反饋控制系統(tǒng)結構，并分析了電流解耦的主要影響因素。最后從滑模變

4、結構理論出發(fā)，針對永磁同步電動機矢量控制系統(tǒng)，設計了滑模變結構與PI的組合速度環(huán)控制器，克服了常規(guī)滑?？刂破?VSC)在滑模面附近的高頻顫動，提高了穩(wěn)態(tài)精度。</p><p>　　隨后利用Matlab軟件建立了基于滑模變結構的永磁同步電動機矢量控制系統(tǒng)的仿真模型，并在此基礎上進行了大量的仿真研究。同時結合實際系統(tǒng)，介紹了以TMS320F2812力控制核心的全數(shù)字化永磁同步電機控制系統(tǒng)的硬件和軟件設計，對控制系統(tǒng)硬

5、件和軟件各部分的結構和功能作了詳細闡述。此外，還利用所建立的實驗平臺進行了大量的實驗研究。仿真及實驗結果均表明本系統(tǒng)具有良好的動靜態(tài)特性以及較高的精度?？梢詽M足伺服控制的需要。</p><p>　　關鍵詞永磁同步電動機；矢量控制；滑模變結構組合控制；空間電壓矢量脈寬調制</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b&

6、gt;　　摘 要</b></p><p>　　第1章 緒論……………………………………………………………………………………1</p><p>　　1.1課題的背景和意義………………………………………………………………………1</p><p>　　1.2永磁同步電動機調速系統(tǒng)的特…………………………………………………………2</p><

7、;p>　　1.3 PMSM及其控制技術發(fā)展的概況………………………………………………………3</p><p>　　1.3.1 PMSM的發(fā)展概況………………………………………………………………….3</p><p>　　13.2 PMSM控制技術發(fā)展的概況………………………………………………………..4</p><p>　　1.4本論文的主要研究內容……………

8、…………………………………………………….5</p><p>　　第2章PMSM的數(shù)學模型及矢量控制策略………………………………………………….6</p><p>　　2.1 PMSM的數(shù)學模型………………………………………………………………………6</p><p>　　2.1.1靜止坐標系下永磁同步電機的數(shù)學模型…………………………………………..6</p&

9、gt;<p>　　2.1.2坐標變換……………………………………………………………………………..8</p><p>　　2.1.3旋轉坐標系下PMSM的數(shù)學模型……………………………………………… 10</p><p>　　2.2 PMSM矢量控制的基本原理………………………………………………………… 12</p><p>　　2.2.1矢量控制電流

10、反饋解耦系統(tǒng)結構分析……………………………………………13</p><p>　　2.2.2矢量控制電流反饋解耦的主要影響因素分析……………………………………14</p><p>　　2.3本章小結…………………………………………………………………………………l5</p><p>　　第3章基于滑模變結構的永磁同步電動機矢量控制系統(tǒng)………………………………….16&l

11、t;/p><p>　　3.1渭模變結構控制基本原理……………………………………….…………………… .l6</p><p>　　3.1.1滑動模態(tài)的定義及數(shù)學表達………………………………..…………………… .l6</p><p>　　3.1.2滑模變結構控制的基本問題………………………………………………………17</p><p>　　3.1.3

12、滑模變結構控制的設計方法………………………………..…………………… .l8</p><p>　　3.1.4滑模變結構控制系統(tǒng)的抖振問題分析……………………….………………… .19</p><p>　　3.2滑模變結構速度控制器………………………………………….……………… .……l9</p><p>　　3.2.1永磁同步常規(guī)滑模速度控制器的設計……………………

13、………………………19</p><p>　　3.2.2滑?？刂婆cPl結合控制器的設計……………………………………………… .21</p><p>　　3.3本章小結……………………………………………………………………………… .23</p><p>　　第4章PMSM滑模變結構矢量控制系統(tǒng)的仿真研究………………………………… .…24</p><

14、p>　　4.1控制系統(tǒng)的仿真…………………………………………………..………………………24</p><p>　　4.2坐標變換單元的仿真模塊……………………………………………………………..……25</p><p>　　4.3 SVPWM的仿真模塊………………………………………………………………………26</p><p>　　4.3.1合成矢量所處扇區(qū)N的判

15、斷…………………………………………………..……26</p><p>　　4.3.2基本矢量作用時間計算仿真模型………………………………………...…………26</p><p>　　4.3.3三相SVPWM波形的合成…………………………..………………………………27</p><p>　　4.4速度環(huán)滑模變結構組合控制器的仿真……………………………………………………

16、28</p><p>　　4.5 PMSM控制系統(tǒng)的仿真結果和波形分析………………………...………………………28</p><p>　　4.6本章小結……………………………………………………………………………………32</p><p>　　第5章PMSM矢量控制系統(tǒng)的軟硬件設計…………………………………… ……………33</p><p>　

17、　5.1系統(tǒng)的硬件設計………………………………………… ………………………………33</p><p>　　5.1.1 TMS320F2812簡介…………………………………………………………………….34</p><p>　　5.1.2電機位置檢測電路………………………………… …………………………………34</p><p>　　5.1.3電流采樣電路……………………

18、……………………………………………… ……35</p><p>　　5.1.4豐電路‘j驅動電路設計……………………………………………………… ……36</p><p>　　5.2系統(tǒng)的軟件設計…………………………………………………………………….……38</p><p>　　5.2.1主程序…………………………………………………… ……………………………38&l

19、t;/p><p>　　5.2.2軟件定時器Tl下溢中斷子程序………………………………………………………39</p><p>　　5.2.3 PMSM的轉速計算與初始位置定位………………………………………….………40</p><p>　　5.3本章小結…………………………………………………………………………………43</p><p>　　第6章系

20、統(tǒng)實驗結果分析……………………………………..………………………………44</p><p>　　6.1 PMSM實驗系統(tǒng)的結構……………………………………………………… .………44</p><p>　　6.2 PMSM控制系統(tǒng)的實驗性能分析…………………………………………………… .45</p><p>　　6.3本章小結………………………………………………………

21、…………………………47</p><p>　　結論……………………………………………………………..………………………………48</p><p>　　參考文獻…………………………………………………………………………………..……49</p><p><b>　　第1章 緒 論</b></p><p>　　1.1 課題的背

22、景和意義</p><p>　　隨著現(xiàn)代工業(yè)自動化的發(fā)展，對伺服控制系統(tǒng)提出了更多性能方面的要求，而以永磁同步電動機( PMSM)為執(zhí)行機構的伺服系統(tǒng)由于具有穩(wěn)定性好、精度高和功率密度大等特點，使其逐漸成為現(xiàn)行伺服系統(tǒng)的主流。目前，PMSM已經廣泛應用于國家經濟建設中的各個領域，如兵器國防、航空航天、數(shù)控機床和機器人等領域。因此，研究和開發(fā)永磁同步電動機伺服控制系統(tǒng)具有非常廣闊的應用前景【1】。</p>

23、<p>　　對伺服裝置提出的要求主要是定位精確、跟隨誤差小、響應快、無超調和調速范圍寬等。如果采用異步電動機構成伺服系統(tǒng)是難以滿足這些要求的，而由永磁同步電動機構成的伺服傳動系統(tǒng)則比較容易實現(xiàn)。永磁同步電動機采用永磁體提供轉子磁場，具有結構簡單、體積小、重量輕、高動態(tài)響應和高可靠性等優(yōu)點，因此使得永磁同步電動機伺服系統(tǒng)成為高精度、微進給系統(tǒng)的最佳執(zhí)行機構【2】。</p><p>　　交流調速系統(tǒng)性能

24、的好壞不僅與電機本體有關，還很大程度上取決于電機控制策略的選擇。較為簡單的一種交流電機控制策略是標量控制（又稱變壓變頻控制），其弱點在于低頻轉矩不夠、速度穩(wěn)定性不好、調速范圍窄。而目前應用較成熟的一種電機拉制策略是矢量控制，其是經過多次的坐標變換，將交流電動機電流矢量解耦成類似于直流電動機的勵磁、轉矩分量，實現(xiàn)對交流電動機磁場分量和轉矩分量的完全解耦控制，從而獲得類似于直流電動機的控制效果，因此使得采用矢量控制的永磁同步電動機調速系統(tǒng)具

25、有優(yōu)異的控制性能，使永磁同步電動機不論運行在低速區(qū)還是在高速區(qū)，其動靜態(tài)性能均達到直流調速系統(tǒng)的水平。繼矢量控制技術后出現(xiàn)了的另一種高性能交流調速控制技術一直接轉矩控制，它結合空間矢量分析的方法，采用定子磁場定向，并借助于滯環(huán)控制器的離散兩點式調節(jié)控制，直接對逆變器的開關狀態(tài)進行最佳選擇控制，從而使PMSM獲得轉矩的高動態(tài)響應性能。但使用直接轉矩控制策略控制的永磁同步電動機，其不僅啟動比較困難，而且在啟動及負載變動過程中電流沖擊較大，并

26、伴隨較大磁鏈及轉矩的脈動。因此，直接轉矩控制技術只適用于調速范圍較窄，對轉矩脈動要求不高的場合【3】。</p><p>　　綜上所述，選用矢量控制技術的永磁同步電動機伺服控制系統(tǒng)，不僅能夠克服同步電動機標量控制與直接轉矩控制的缺點，而且使永磁同步電動機的調速范圍、抗擾特性、啟制動特性、穩(wěn)速特性均達到直流調速系統(tǒng)的水平。另外，矢量控制技術對系統(tǒng)處理的實時性、快速性要求很高，而近年來出現(xiàn)的各種高速微處理芯片以及高集成

27、度模塊，如具有豐富的外設資源和高速數(shù)據(jù)處理能力的數(shù)字信號處理芯片和保護功能完備、容量較大、開關頻率較高的IPM模塊，則為矢量控制系統(tǒng)提供了完備的硬件保證，從而使得復雜的電機控制算法能夠實時、高效地實現(xiàn)。</p><p>　　由于PMSM自身的特點，使其引起了人們廣泛關注。而矢量控制技術則一直以結構簡單、穩(wěn)定性好、動態(tài)響應快而著稱，近年來得到了飛速的發(fā)展。近幾年來國內不少高校對PMSM及PMSM矢量控制系統(tǒng)進行了深

28、入研究，但是國內外產品在實用化方面卻存在著較大的差距。因此，結合國內在PMSM矢量控制系統(tǒng)領域理論研究較多、系統(tǒng)實現(xiàn)較少的現(xiàn)狀，將其側重點放在系統(tǒng)的基本實現(xiàn)上，研究設計出一套能夠實現(xiàn)矢量控制的完備的軟硬件平臺，使基于矢量控制技術的PMSM伺服系統(tǒng)的國產化、商品化，對國民經濟建設具有重要而深遠的現(xiàn)實意義。</p><p>　　本文最終提出了基于DSP的全數(shù)字式永磁同步電動機矢量控制方案，并建立一套仿真和實驗平臺，從

29、而為永磁同步電動機拄制系統(tǒng)的開發(fā)和應用奠定了基礎。</p><p>　　1.2永磁同步電動機調速系統(tǒng)的特點</p><p>　　交流永磁同步電動機控制系統(tǒng)由控制器和電機組成，它與其它電機控制系統(tǒng)的區(qū)別主要體現(xiàn)在電機上。因此，為便于了解永磁同步電動機控制系統(tǒng)的特點，有必要先了解一下電機的基本結構。</p><p>　　永磁同步電動機(Permanent Magnet

30、Synchronous Motor，簡稱PMSM)是從繞線式轉子同步伺服電動機發(fā)展而來的。其表面分為表面式永磁同步電機和內嵌式永磁同步電機，其定子和普通的繞線式伺服電動機一樣，而轉子則采用強抗退磁的永磁磁鋼代替電勵磁，見圖1-1，具有體積小、重量輕、效率高、轉子無發(fā)熱的優(yōu)點，結構簡單，堅固耐用、控制也比較簡單，并且轉矩控制特性好。</p><p>　　1.3 PMSM 及其控制技術發(fā)展的概況</p>

31、<p>　　1.3.1 PMSM的發(fā)展概況</p><p>　　出現(xiàn)于19 世紀20年代的世界首臺電機，其勵磁磁場就是由永磁體產生的。但由于當時用的永磁材料為天然的磁鐵礦石，不僅磁能密度低，而且用它制成的永磁體電機體積龐大，使其不久便被電勵磁電機所取代。直至上世紀80年代初，由于永磁材料的日漸發(fā)展，PMSM才因功率密度高、體積小和效率高等顯著特點引起電機本體設計及電機驅動研究人員的高度重視。特別是1

32、983年問世釹鐵硼（NdFeB）永磁材料，由于具有低廉的成本、優(yōu)異的磁能特性和充足的原材料等原因，便引起了世界各國的廣泛關注，并進行了無數(shù)的研究和應用研究工作。可以預測不久的將來，NdFeB 永磁材料將成為PMSM首選的永磁材料。另外，由于我國稀土材料資源豐富，其蘊藏量占全世界總量85%以上，因而在開發(fā)應用高性能稀土永磁材料方面擁有得天獨厚的條件。</p><p>　　從上世紀90年代以來，隨著永磁材料的性能不斷

33、提高，特別是NdFeB 永磁材料的性能逐步改善，價格的逐步降低，還有電力電子器件的日漸發(fā)展，使得對稀土永磁電機的研究進行了全新的階段。在稀土永磁電機的理論設計、結構工藝、計算方法和驅動控制策略等方面的研究出現(xiàn)了很大的突破，形成了以等效磁路解析和電磁場數(shù)值計算相結合的分析方法和計算機分析軟件。</p><p>　　目前永磁電機不僅覆蓋了微、小以及中型的功率范圍，而且擴展至大功率領域。此外，永磁材料的優(yōu)異的磁能特性、

34、輕量化、體積小等特點，給永磁同步電動機帶來如下特點：電機結構簡單、堅固耐用、體積小、重量輕、電磁轉矩波動小、靜態(tài)特性良好、動態(tài)響應快，過載能力強、低損耗、高效率、節(jié)約能源等等。</p><p>　　因此，PMSM應用范圍異常廣泛，遍及兵器國防、航空航天、工農業(yè)生產建設和人們的日常生活。而且 PMSM將會延續(xù)目前良好的發(fā)展勢頭，必將在各個領域獲得廣泛的應用【5.6】 。</p><p>　　

35、1.3.2 PMSM控制技術發(fā)展的概況</p><p>　　從二十世紀八十年代后期開始，隨著世界上現(xiàn)代工業(yè)的高速發(fā)展，使得其對工業(yè)設備的重要驅動源一調速系統(tǒng)提出了更高的要求，研究和制造出高性能永磁同步電動機調速系統(tǒng)已成為國內外研究人員的共識。近年來，他們從提高PMSM調速系統(tǒng)性能出發(fā)，進行了長時間的深入研究，取得大量重要的研究成果。</p><p>　　永磁同步電動機伺服驅動技術是一門涵蓋

36、了多種學科的綜合性技術，自世界上第一臺伺服控制系統(tǒng)出現(xiàn)以來，伺服驅動技術就在一直不斷發(fā)展，尤其是各種現(xiàn)代控制理論的產生和廣泛應用，一方面為高性能伺服驅動系統(tǒng)的研制提供了理論依據(jù)，另一方面也使高性能伺服系統(tǒng)實現(xiàn)全數(shù)字化、智能化和微型化成為可能。縱觀PMSM控制系統(tǒng)的研究現(xiàn)狀，其控制策略分為矢量控制技術和直接轉矩控制技術。其中矢量控制從模擬直流電機控制的思想出發(fā)，從而將交流電動機電流矢量解耦【7】。另由于PMSM自身性能比感應電動機更為優(yōu)越

37、，</p><p>　　而且PMSM轉子磁極的位置易于檢測，因而使得矢量控制技術在PMSM的控制得到了更為廣泛的應用。而直接轉矩的控制是在準確觀測定子磁鏈空間位置和大小并保持其幅值基本恒定以及準確計算負栽轉矩的條件下，通過控制電機的瞬時輸入電壓來控制電機定子磁鏈的瞬時旋轉速度，進而達到直接控制電機輸出轉矩的目的。這兩種方案各具特點，如何根據(jù)它們的特點找到其最佳應用場合，最大限度地發(fā)揮出這兩種控制技術在PMSM控制

38、領域應用中的潛力有著深遠的現(xiàn)實意義。</p><p>　　近幾十年來，為永磁同步電機調速性能、加快其實際應用進程，國內外電機控制技術研究人員在控制策略上作了許多大膽的研究，并取得了可觀的研究成果。其中的一個重要分支一智能控制，其在電氣傳動控制系統(tǒng)中的運用已成為目前電氣傳動控制的主要發(fā)展方向。從上世紀80年代后期開始，B.K.Bose等人一直致力于將人工智能技術應用于電氣傳動領域，取得不少實用性的研究成果。<

39、/p><p>　　由于PMSM本身具有強耦合性、非線性的特點，加之系統(tǒng)實際運行時還會受到運行環(huán)境的干擾，因此常規(guī)的控制策略已經很難滿足高性能PMSM控制系統(tǒng)的性能要求。因此何結合新型控制理論來改進永磁同步電動機系統(tǒng)的調速性能，理應是當前發(fā)展高性能PMSM調速系統(tǒng)的一個重要“突破口”【8-10】 。</p><p>　　1.4本論文的主要研究內容</p><p>　　本文

40、主要對永磁同步電動機矢量控制系統(tǒng)進行了理論分析、系統(tǒng)的軟、硬件設計、仿真研究以及實驗論證。論文的主要內容如下：</p><p>　　1．介紹永磁同步電動機及其控制技術的特點、現(xiàn)狀、趨勢以及本文研究的意義和主要研究內容。</p><p>　　2．分析坐標變換原理，分別建立在靜止坐標系、同步旋轉坐標系下PMSM的數(shù)學模型，深入研究PMSM矢量控制的基本工作原理及其電流控制方法，并確定電流反饋控

41、制的系統(tǒng)結構，分析電流解耦控制環(huán)節(jié)的主要影響因素。</p><p>　　3．介紹滑模變結構的基本原理，并針對變結構控制系統(tǒng)中的抖振問題設計速度環(huán)滑模變結構組合控制器。</p><p>　　4．采用Matlab建立基于滑模變結構的PMSM矢量控制系統(tǒng)的仿真模型，并在此基礎上對控制系統(tǒng)進行大量的仿真研究，從而為控制系統(tǒng)的實現(xiàn)提供理論依據(jù)。</p><p>　　5．介紹以

42、TMS320F2812 DSP為控制核心的全數(shù)字化PMSM伺服系統(tǒng)的硬件和軟件設計，對系統(tǒng)軟硬件各部分的結構和功能分別進行詳細的闡述，其中在軟件設計中詳細分析三種測速算法的優(yōu)劣和初始位置角的具體檢測方法。</p><p>　　6．對以TMS320F2812 DSP為控制核心的PMSM矢量控制系統(tǒng)進行實驗測試并進行大量的分析，其結果表明該控制系統(tǒng)設計合理且具有良好的性能。</p><p>　

43、　第2章PMSM的數(shù)學模型及矢量控制策略</p><p>　　研究實際物理對象的一種重要手段為數(shù)學模型，通過某種途徑，建立能夠充分反映研究物理對象本質規(guī)律的數(shù)學模型，可對實際的物理對象進行有效分析和控制，探討系統(tǒng)參量的變化規(guī)律，研究對象控制系統(tǒng)的響應特性。因此，為便于對永磁同步電機進行分析與控制，本章首先建立永磁同步電動機的數(shù)學模型，并在此基礎上介紹矢量控制的基本原理及其電流解耦控制方法，確定其電流解耦控制系統(tǒng)結

44、構，并分析電流解耦環(huán)節(jié)中的主要影響因素。另外，空間電壓矢量脈寬調制( SVPWM)能明顯減少逆變器輸出電流的諧波成分，降低轉矩脈動，提高直流電壓利用率。是永磁同步電動機控制系統(tǒng)的核心環(huán)節(jié)。本章最后將詳細介紹SVPWM的原理和具體實現(xiàn)方法，從而為控制系統(tǒng)的實現(xiàn)奠定理論基礎。</p><p>　　2.1 PMSM的數(shù)學模型</p><p>　　由PMSM的電磁關系可知其數(shù)學表達方程為時變微分方

45、程，該微分方程的系數(shù)是隨著電機的轉子和定子的相對位置變化的時間函數(shù)。因此，構建PMSM數(shù)學模型的屬于一種非線性的系統(tǒng)，分析和求解這些變常數(shù)的微分方程較為困難，需要借助于數(shù)值計算方法方可求解。而20世紀20年代建立的Park方程將同步電機定子坐標系中所有變量等效地由轉子坐標系變量來替代，消除了同步電機數(shù)學模型中的時變系數(shù)，簡化了同步電機數(shù)學模型，成為研究同步電機的重要方法。接著二十世紀七十年代發(fā)展起來的矢量控制技術，為高性能交流電機的控制

46、提供了堅實的理論基礎。這一節(jié)將探討矢量控制坐標變換及永磁同步電機的電磁特性，并闡述分別在靜止坐標和旋轉坐標下的PMSM的數(shù)學模型【11】。</p><p>　　2.1.1靜止坐標系下永磁同步電機的數(shù)學模型</p><p>　　PMSM定子上裝有三相對稱繞組ABC，其轉子為永久磁鋼構成，定轉子之間通過氣隙磁場進行耦合。為了方便對永磁同步電機進行分析，建立現(xiàn)實可行的永磁同步電機數(shù)學模型，通常做

47、出如下假設：</p><p>　　1．假設PMSM的磁路是線性的，并且不考慮電機磁滯、渦流影響和磁路飽和的影響；</p><p>　　2．假設三相繞組ABC是完全對稱的，且不計其邊緣效應影響；</p><p>　　3．假設忽略齒槽效應的影響，電機定子電流在氣隙中只產生正弦分布磁動勢，并且忽略電機運行時高次諧波；</p><p>　　4．假設不

48、計鐵心損耗。</p><p>　　在三相坐標系ABC中，將PMSM定子繞組中的A相軸線作為靜止空間坐標系中的參考軸線as，在確定好電流、磁鏈的正方向后(見圖2-1)，可以得到永磁同步電機在ABC坐標系下的定子電壓方程為</p><p>　　圖2-1中，as、bs、cs為電機三相定子繞組軸線，θ為轉子d軸軸線與A相繞組軸線之間的夾角，Ψf為轉子產生的穿過定子的磁鏈，is為電機定子三相電流的綜

49、合矢量。</p><p>　　在ABC三相坐標系下的磁鏈方程為</p><p>　　寫成向量形式，上式可表示為，在以上兩式中</p><p>　　式中 iA，iB，iC，為三相繞組ABC相電流；uA，uB，uC，為三相繞組ABC相電壓；Ψf為PMSM轉子永磁體磁極的勵磁磁鏈；LA，LB，LC，為PMSM定子繞組自感系數(shù)；MXY = MYX，為PMSM定子繞組的互感系

50、數(shù)；Rs，為PMSM定子相繞組的電阻；θ為轉子d軸超前定子定子參考軸線as的電角度。</p><p>　　除以上電壓方程和磁鏈方程外，ABC坐標系下的數(shù)學模型還包括電機運動方程和轉矩方程。電機運動方程是描述電機電磁轉矩與電機運動狀態(tài)之間的關系，其方程的表述會比較簡單。但轉矩方程涉及永磁同步電機電流向量和磁鏈矩陣，其值會隨永磁同步電機定轉子的位置而變化，表述則相對復雜【12.13】。</p><

51、p>　　因此，由上述知在靜止三相坐標系中，PMSM的數(shù)學模型較為復雜，其主要原因系統(tǒng)</p><p>　　的非線性。因此如果直接依據(jù)三相靜止坐標系下PMSM的數(shù)學模型進行設計，其控制系統(tǒng)將變得極為復雜，而復雜的算法就會極大地增加控制系統(tǒng)的響應周期，因此，考慮通過一系列的坐標變換，將摸型中的時變參數(shù)轉換成常數(shù)參數(shù)，以方便對PMSM進行有效的控制。</p><p><b>　　

52、2.1.2坐標變換</b></p><p>　　坐標變換通常分成“等量”和“等功率”變換兩種?！暗攘俊弊鴺俗儞Q是指變換前后通用矢量相等，也稱2/3變換?！暗裙β省弊儞Q在坐標變換前后功率相等，或稱√2/3變換。實際情況時，可根據(jù)具體要求任意選用兩種變換。這里遵循“等功率”原則進行坐標變換。變換過程的參考坐標系如圖2-2示。</p><p>　　圖中定義αβ軸系的α軸與靜止空間坐標

53、系中的參考軸線即定子A相繞組重合，軸β超前軸α90°的電角度。由于軸α與在A相繞組軸線重合，故稱αβ軸系為電機三相靜止坐標系。同時定義系統(tǒng)的d軸與電機轉子磁極的軸線重合，且系統(tǒng)q軸超前d軸90°電角度，A相定子繞組與d軸之間的夾角為θ，dq軸坐標系在空間上隨電機轉子以電角度ωe一同旋轉，稱為旋轉坐標系【14.15】 。</p><p>　　定子三相靜止坐標系ABC與兩相靜止坐標系αβ之間的變換

54、為Clarke變換即3/2變換，其變換公式為</p><p>　　兩相靜止坐標系αβ到定子三相靜止坐標系ABC的Clarke逆變換公式為</p><p>　　對于繞組是Y形連接的電機，存在iA+iB+iC=0，則iC= -iA - iB，將此式代入（2-4）得</p><p><b>　　它的逆變公式為</b></p><p

55、>　　兩相靜止坐標系αβ到兩相旋轉坐標系dq之間的Park變換，即2/2變換的變換公式為</p><p><b>　　它的逆變換公式為</b></p><p>　　2.1.3旋轉坐標系下PMSM的數(shù)學模型</p><p>　　由于系統(tǒng)在靜止三相坐標系下的數(shù)學模型較為復雜，故通過坐標變換公式轉將其換至旋轉坐標系下，而旋轉坐標系（dq軸）下的

56、數(shù)學模型較為簡單，因為此時PMSM的磁鏈和坐標軸都隨電機轉子以同步速度旋轉，且模型中數(shù)學方程參數(shù)為定常參數(shù)，因此其不僅用于分析PMSM的穩(wěn)態(tài)運行，也常用于分析PMSM的瞬態(tài)性能【16】。</p><p>　　參見圖2-3所示，其d軸的方向是永磁同步電機轉子轉子磁極的軸線方向，系統(tǒng)的d軸滯后q軸90度電角度，在旋轉坐標系中PMSM的等效模型如下圖2-4示。</p><p>　　圖2-4中β為

57、PMSM直軸與定子三相電流合成空間矢量的夾角。另外θ為PMSM勵磁鏈與其A相繞組軸線的夾角。Ψf為PMSM轉子勵磁磁鏈。永磁同步電機在dq軸同步旋轉坐標系下的磁鏈、電壓方程為</p><p><b>　　電磁轉矩矢量方程</b></p><p>　　用dq軸系分量來表示式（2-11）中磁鏈和電流綜合矢量，有</p><p>　　將式（2.-12

58、）代入（2-11）中電機電磁轉矩方程變換為</p><p>　　將磁鏈方程式（2-9）代入式（2-13），可得永磁同步電動機的電磁轉矩為</p><p>　　由圖2-5可知，id = iscosβ，iq = issinβ將其代入式（2.-14）中得</p><p>　　式（2-9）~（2-15）中，RS為定子電阻，、 為磁鏈、定子電流的綜合矢量，Ld、Lq為dq軸電

59、感，Pn為定子繞組極對數(shù)，id，iq，為同步旋轉坐標系中dq軸電流。</p><p><b>　　轉矩平衡方程式</b></p><p>　　式中，，分別是電機的負載阻力矩、電機轉動慣量、電機機械角速度， 電機阻尼系數(shù)。</p><p>　　公式（2-9）（2-10）（2-15）（2-16）便是PMSM在dq軸坐標系下的數(shù)學模型。另外PMSM的

60、矢量圖如圖2-5所示，圖中為電機的功角【17.18】</p><p>　　從前面的分析可見，在dq坐標系下同步電機的數(shù)學模型，比起靜止坐標系下的數(shù)學模型要簡單得多，其簡化系統(tǒng)運算和分析方便了。</p><p>　　對于表面式永磁同步電機，有Lq=Ld，其數(shù)學模型為</p><p>　　對于內嵌式永磁同步電機，有Lq≠Ld，其數(shù)學模型為</p><

61、p>　　有表面式永磁同步電機和內嵌式永磁同步電機數(shù)學模型可以看出，這兩種電機的數(shù)學模型基本相同，差別僅在于其電磁轉矩的表達式上【19】</p><p>　　2.2 PMSM矢量控制的基本原理</p><p>　　永磁同步電動機工作時，定子的三相繞組中通入三相對稱電流，在氣隙中產生旋轉磁場，轉子的永磁體產生恒定的磁場。轉子磁場因受定子磁場磁拉力作用而隨定子旋轉磁場同步旋轉，即轉予以等同

62、于定子旋轉磁場的速度、方向旋轉，這就是同步電動機的基本工作原理。</p><p>　　定子旋轉磁場與轉子的同步旋轉速度ns為</p><p>　　其中，f1為定子電源頻率，Pn為永磁同步電動機磁極對數(shù)【20】。</p><p>　　PMSM矢量控制的實現(xiàn)是以坐標變換及電機電磁轉矩方程為基礎的，對于內嵌式的PMSM，其電磁轉矩如式(2-23)，對于面裝式永磁同步咆動機

63、，交直軸電感相等，有</p><p>　　即PMSM和直流電機具有類同的電磁轉矩方程。由于Ψf由電機的永磁體轉子產生，其值恒定。因此對PMSM而言，可以考慮用類似控制直流電機的方法控制PMSM轉矩，從而獲得和直流電動機類似的控制效果。在PMSM中，電機ABC三相繞組分別通入交流電，不僅這三相繞組間互相耦合，而且三相繞組又與轉子永磁體勵磁磁場耦合。因此，PMSM的控制較直流電機的復雜得多。但如式2-26示若選擇電機

64、轉子勵磁磁場和電機定子合成電流感應出的磁動勢正交即β=90°，并且獨立控制電機的定子電流幅值，則可實現(xiàn)對PMSM的磁場和轉矩控制的完全解耦，進而獲得和直流電機相當?shù)男阅?。且此時電機定子每安培電流產生的轉矩最大，電機的銅耗最小，實現(xiàn)最高的轉矩電流比。</p><p>　　在永磁交流伺服系統(tǒng)中，實現(xiàn)電流反饋控制的系統(tǒng)結構有兩種方式：一種是采用靜止坐標下的電流調節(jié)器，另一種是采用同步旋轉坐標系下的電流調節(jié)器。

65、前一種控制結構具有結構簡單容易實現(xiàn)、電流響應快等優(yōu)點【25】，圖2-6示出其系統(tǒng)結構框圖，但是由于永磁同步電機的ABC三相電流均力交流量，三個PI控制器的給定值和實際值都是隨時間交變的。這就為PI控制器參數(shù)的設計帶來很大的困難。在大多數(shù)情況下，對交流量的PI控制效果要比直流量差，另外，PI電流調節(jié)器積分環(huán)節(jié)會使交流信號產生一定的相角延后，造成在電流的實際控制過程中，控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗擾動性都較差，即使在穩(wěn)態(tài)，電流的靜態(tài)偏差也不為0，而

66、且容易出現(xiàn)動態(tài)過程中的超調，即無法實現(xiàn)對電機的快速、精確控制。特別是在被控制的永磁同步電機轉速較高（三相電流的頻率f較大）的情況下，可能根本無法實現(xiàn)對電機的伺服控制。</p><p>　　因此，基于三相靜止電流控制的交流伺服系統(tǒng)雖然在控制原理上是正確的，但卻不能應用于高精度永磁同步電機伺服系統(tǒng)。故系統(tǒng)最后采用圖2-7所示同步旋轉坐標系下的電流調節(jié)器控制系統(tǒng)。其具體實現(xiàn)過程為：首先使用位置傳感器檢測出電機轉子的確切

67、位置，進而通過軟件算法得出轉子的速度，圖示速度控制器輸出為定子交軸轉矩分量的給定iq*，此時給定定子直軸勵磁分量id*=0；由霍爾電流傳感器經處理后送入控制器AD得到定子繞組電流數(shù)字量，分解的定子電流的直流勵磁分量id和交軸轉矩分量iq；電流控制器的輸出為施加的空間電壓矢量的d、q軸分量ud*和uq*，經SVPWM模塊形成6路PWM信號輸出，經功率放大后改變加在電機繞組上的電流，從而實現(xiàn)轉速電流雙閉環(huán)的控制</p><

68、;p>　　2.2.2 矢量控制電流反饋解耦的主要影響因素分析</p><p>　　影響電流環(huán)控制性能的因素主要有零點漂移、電流器調節(jié)參數(shù)和反電勢干擾等，由于本系統(tǒng)電流環(huán)采用DSP實現(xiàn)數(shù)字化電流環(huán)控制、PWM信號產生，而數(shù)字運算則不存在模擬電流環(huán)中給定信號、PI調節(jié)器。三角波發(fā)生器等零點漂移。只有電流檢測部分由于需要才有電流傳感器和運算電路處理，仍然存在零點漂移，因此要是系統(tǒng)性能優(yōu)異最好采用高性能、零漂小的電

69、流傳感器和運算放大器進行反饋電流處理【26】。</p><p>　　另外，對于PMSM，有電壓平衡方程</p><p>　　式中：uΦ為電機電樞端口電壓，eΦ為電機反電動勢，電機反電動勢eΦ 正比于轉速，由式(2-27)可以看出，逆變器直流電壓為恒值，當eΦ隨轉速上升而增大時，將使電機電樞繞組上的凈電壓減少，定子繞組電流變化率降低，進而使eΦ對電流環(huán)的干擾增大，而電機反電動勢eΦ是一個與諧

70、波無關，幅值和相角不連續(xù)的電壓信號，因此它將是影響電流控制環(huán)性能的一個最主要因素。在低速時，電機反電動勢小，通過PI電流調節(jié)器積分環(huán)節(jié)的調節(jié)可基本抵消反動勢干擾，電流跟隨誤差很小，因而總的電流控制特性良好；但在高速時，由于電機反電動勢的干擾使得外加電壓與電動勢的差值減小，實際電流和給定電流間將出現(xiàn)明顯的幅值、相位偏差，當電機轉速很高時，實際電流甚至無法跟隨給定電流。此時將不能忽略反電勢，必須抑制反電勢的影響。在保證系統(tǒng)穩(wěn)定性的前提下，增

71、大電流調節(jié)器的比例系數(shù)，減小積分時間常數(shù)可以在一定程序上減小反電勢對電流環(huán)性能的影響。但是，高比例系數(shù)又會放大諧波電流使輸出電流的性能變差，而且積分系數(shù)減小也會使電流穩(wěn)態(tài)誤差變大【27.28】。</p><p>　　而由于反電動勢eΦ正比于轉速，有式eΦ=4.44f kw1NΦ，其變化引起電流環(huán)的輸出擾動項△i可有如下關系越△i =Kω，因此，在實際系統(tǒng)中可將△i加入電流調節(jié)器輸出中對反電勢加以補償，即為反電勢補

72、償法。其中反電勢補償系數(shù)K可以通過實驗測得：使用原動機拖動被測電機，得到在不同轉速運行下的eΦ-ω曲線，進而可求取反電勢補償系數(shù)K。</p><p><b>　　2.3本章小結</b></p><p>　　本章分析了坐標變換原理，并分別建立在靜止坐標系、同步旋轉坐標系下的數(shù)學模型，深入研究了永磁同步電動機矢量控制的基本工作原理，確定電流反饋控制的系統(tǒng)結構，最后分析了電

73、流解耦環(huán)節(jié)的主要影響因素。從而為下面章節(jié)的理論分析和系統(tǒng)仿真與實驗奠定了理論基礎。</p><p>　　第3章 基于滑模變結構的永磁同步電動機矢量控制</p><p><b>　　系統(tǒng)</b></p><p>　　滑模變結構控制本質上是一類特殊的非線性控制，其非線性具體表現(xiàn)為對系統(tǒng)的控制的不連續(xù)性。該特性可以迫使所控制的系統(tǒng)在規(guī)定的條件下沿一定

74、的軌跡以較高頻、較小振幅上下運動，此即所謂的滑模運動。開關切換使得系統(tǒng)在整個過程中不斷改變其結構，而開關的切換動作則受“滑動模態(tài)”控制，而滑動模態(tài)是可以設計的?；Ｗ兘Y構的優(yōu)點是不需對系統(tǒng)精確觀測、控制律整定的方法簡單、當擾動出現(xiàn)時系統(tǒng)響應和調整速度快，具有很好的魯棒性。因此滑模變結構控制在電機控制系統(tǒng)中得到了深入的研究并獲得了許多成功的應用【38】。</p><p>　　3.1滑模變結構控制基本原理</p

75、><p>　　變結構控制理論，不是一種分析方法，而是一種綜合方法，因此，其重點是系統(tǒng)的設計問題。</p><p>　　設計問題包括兩個方面的內容：</p><p>　　(1)選擇切換函數(shù)，或者說確定切換面毛si（x）=0；</p><p>　　(2)求取控制律(x)。</p><p>　　設計的目標即變結構控制的三要素為：

76、</p><p>　　(1)所有相軌跡于有限時間內到達切換面；</p><p>　　(2)切換面存在滑動模態(tài)區(qū)；</p><p>　　(3)滑動運動漸進穩(wěn)定并具有良好的動態(tài)品質。</p><p>　　從實際應用的觀點來說，當要構成一個滑模變結構控制系統(tǒng)時，往往會遇到控制學上昀一些問題，如系統(tǒng)的魯棒性、對系統(tǒng)外部存在的持續(xù)擾動的處理以及滑模變結

77、構控制系統(tǒng)固有的“抖動”問題【39】</p><p>　　3.1.1滑動模態(tài)的定義及數(shù)學表達</p><p><b>　　設有一個控制系統(tǒng)</b></p><p>　　x為系統(tǒng)狀態(tài)分量，u為系統(tǒng)的控制輸出向量。</p><p>　　確定一個切換矢量函數(shù)</p><p><b>　　求解控

78、制函數(shù)</b></p><p>　　其中，，使得：切換面si（x）=0以外的相軌跡于有限時間內進入切換面；切換面是滑動模態(tài)區(qū)；滑模運動漸進穩(wěn)態(tài)且動態(tài)品質良好。這樣的控制系統(tǒng)稱為滑模變結構控制系統(tǒng)，或簡稱為變結構控制系統(tǒng)。</p><p>　　3.1.2滑模變結構控制的基本問題</p><p>　　1．滑動模態(tài)的存在性和可達性如果在切換面si (x)=0上

79、可能指定一個非零維的區(qū)域，其上向量在法線上的投影具有不同的符號并且指向相對，那么，對于方程式(3-1)所描述的系統(tǒng)，就可能產生滑動模態(tài)運動。</p><p>　　滑模存在條件的數(shù)學表達式為</p><p>　　公式(3-4)意味著在切換面范圍內，系統(tǒng)的運動軌跡將于有限時間內到達切換面，所以也稱為局部到達條件。到達條件的等價形式為</p><p>　　其中切換函數(shù)s（

80、x）必須滿足可微和過原點（即s（0）=0）的要求。</p><p>　　由于狀態(tài)x可以取任意值，即x離開切換面可以任意遠，故到達條件式(3-5)也稱為全局到達條件（或稱廣義滑模條件）。</p><p>　　2．滑模變結構控制系統(tǒng)的動態(tài)品質</p><p>　　滑模變結構控制系統(tǒng)的運動由兩部分組成：趨近運動和滑模運動。</p><p>　　第一

81、部分是系統(tǒng)在連續(xù)控制u+（x），s（x）>0或者u- (x)，s（x）<0的正常運動，它在狀態(tài)空間中的運動軌跡全部位于切換面以外，或者有限地穿過切換面。</p><p>　　按照滑模變結構原理，正常運動段必須滿足滑動模態(tài)的可達性條件。但是，滑模運動可達性條件僅實現(xiàn)了在狀態(tài)空間任意位置的運動點必然于有限時間內到達切換面的要求。至于在這段時間內，對運動點的具體軌跡未作任何規(guī)定。為了改善這段運動的動態(tài)品質，

82、在一定程度上可以規(guī)定如下“趨近律”的來加以控制。</p><p>　　其中，f(0)=0；當s≠O時，sf (s)>0，即滿足廣義滑模存在條件。當上式中ε與函數(shù)f(s)不同時，可分別獲得等速趨近律、指數(shù)趨近律、冪次趨近律等不同的趨近率。</p><p>　　第二部分是系統(tǒng)在切換面附近并且沿切換面s(x)=0的滑模運動?；＿\動段的運動微分方程同時滿足條件：?？梢岳玫刃Э刂苼砬蟮迷撐?/p>

83、分方程，該方程描述了系統(tǒng)在滑模變結構控制下的主要動態(tài)特性。通常希望這個動態(tài)特性既是漸進穩(wěn)定的，又具有優(yōu)良的動態(tài)品質。此時滑模運動的微分方程取決于(3-7)所示，顯然，滑模運動的動態(tài)品質取決于切換函數(shù)s(x)及其參數(shù)的選擇。</p><p>　　3.1.3滑模變結構控制的設計方法</p><p>　　滑模變結構控制器設計的基本步驟分為以下兩步：</p><p>　　(

84、1)設計切換函數(shù)s(x)，使其所確定的滑動模態(tài)漸進穩(wěn)定且具有良好的動態(tài)品質；</p><p>　　(2)設計滑動模態(tài)控制律 ，使到達條件得到滿足，從而在切換面上形成滑動模態(tài)區(qū)。一旦獲得切換函數(shù)S(x)和滑動模態(tài)控制律 ，滑?？刂葡到y(tǒng)便能完全建立起來。</p><p>　　常規(guī)的滑模交結構控制策略有以下幾種方法</p><p><b>　　常值切換控制<

85、;/b></p><p><b>　　函數(shù)切換控制</b></p><p><b>　　比列切換控制</b></p><p>　　3.1.4滑模變結構控制系統(tǒng)的抖振問題分析</p><p>　　對于一個理想的滑模變結構系統(tǒng)，若控制結構切換具有理想的開關特性，則滑動模態(tài)總是降維的光滑運動且漸進穩(wěn)

86、定于原點，則系統(tǒng)不會出現(xiàn)抖振。但實際應用中，系統(tǒng)的抖振是肯定存在的，其主要原因包括：</p><p>　　(1)空間滯后開關；</p><p>　　(2)時間滯后開關；</p><p>　　(3)系統(tǒng)慣性的影響；</p><p>　　(4)系統(tǒng)時間純滯后和空間“死區(qū)”的影響；</p><p>　　(5)狀態(tài)測量誤差的影

87、響；</p><p>　　(6)離散系統(tǒng)本身造成的抖振。</p><p>　　滑模變結構的控制的機理決定了其輸出必然存在抖振，但正是這種開關模式實現(xiàn)了系統(tǒng)的魯棒性。完全消除抖振也就消除了變結構控制可貴的抗攝動、抗外擾的強魯棒性。因此對于變結構控制出現(xiàn)的抖振現(xiàn)象正確處理方法是削弱或者抑制【40】。</p><p>　　3.2滑模變結構速度控制器</p>

88、<p>　　本文采用積分變結構控制策略，在滑模線的設計中引入狀態(tài)的積分項，省去實現(xiàn)PMSM滑模速度環(huán)控制所必需的加速度信號【41】。</p><p>　　3.2.1永磁同步常規(guī)滑模速度控制器的設計</p><p>　　由第二章面貼式永磁同步電機在旋轉坐標系上的數(shù)學模型公式(2-21)至(2-24)可得</p><p>　　式（3-12）即為永磁同步電動機的

89、線性解耦狀態(tài)方程【42】。</p><p>　　選取狀態(tài)變量 作為速度環(huán)滑?？刂普{節(jié)器的輸入，其輸出u定為交軸（轉矩）電流環(huán)給定iq*，則根據(jù)（3-12）可得滑模狀態(tài)方程為</p><p><b>　　上式可表示為</b></p><p>　　其中 ，考慮方程的不確定性，</p><p>　　式中△A，△d，△b，表示

90、相應的不確定因素，整理的</p><p>　　式中f（t）表示總的不確定性</p><p>　　1．確定切換函數(shù)切換函數(shù) S(x)需在滿足滑?？刂坡傻幕緱l件下選擇簡單、合適的實系數(shù)單值連續(xù)函數(shù)。為省去滑模速度控制器所需的加速度信號，在切換函數(shù)中引入xl的積分項，選取滑模切換函數(shù)為</p><p>　　其中c為正常數(shù)，知滑模面S(x)=0，可得</p>

91、<p>　　式中，x0為系統(tǒng)狀態(tài)x1 的初始值。由上式可知，狀態(tài)變量x1 = e =ω* -ω 以c為常數(shù)按指數(shù)規(guī)律趨近于0，因此選擇c越大則可以獲得越快的趨近速度。</p><p>　　2．確定滑?？刂坡?滑?？刂坡傻脑O計就是要求被控制的狀態(tài)變量能在有限的時間內到達并保持在滑動面。在這里選擇函數(shù)切換控制的變結構控制方案。</p><p>　　函數(shù)切換控制的切換函數(shù)為<

92、/p><p>　　其中ueq為滑模等效控制部分，即系統(tǒng)在滿足條件時所需要的控制量，控制PMSM系統(tǒng)的模型確定部分。</p><p>　　根據(jù)條件，由（3-16）（3-18）可推導滑模等效控制部分</p><p>　　另外usw為滑模切換部分，通過高頻切換控制使系統(tǒng)趨向滑模線并穩(wěn)定。</p><p>　　取usw = ksign（S），其中k為正

93、實數(shù)，是滑模切換控制增益。</p><p>　　由此可得，該滑模變結構控制器控制規(guī)律函數(shù)為</p><p>　　3.驗證滑模的存在性和穩(wěn)定性</p><p>　　滑模存在和穩(wěn)定的基本條件為</p><p>　　由式（3-16）（3-22）可得</p><p>　　3.2.2滑?？刂婆cPI結合控制器的設計</p&g

94、t;<p>　　根據(jù)滑模變結構的設計過程，在滑?？刂屏俊暗谋磉_式中，等效控制ueq將系統(tǒng)狀態(tài)保持在滑模面上，切換控制usw 。補償?shù)刃Э刂频墓烙嬚`差，迫使系統(tǒng)狀態(tài)在滑模面上滑劫。</p><p>　　從式(3-22)可以看出，切換控制增益七與估計誤差成正比，選定的七值大小必須足以消除不確定項的影響。但后越大帶來的抖振就越大，因此在此模型中解決抖振實質就是處理滑模切換量大小的問題。</p>

95、<p>　　針對這一問題，很多學者提出了各種改進方法，目前較常采用的方法有兩種：一是通過參數(shù)估計和擾動補償?shù)确椒ㄌ岣叩刃Э刂屏康墓烙嬀?，但這類方法的缺點在于參數(shù)辨識和擾動估計的算法比較復雜，比較難以實現(xiàn)。二是把不同的控制策略集成起來，在充分發(fā)揮滑模變結構控制強魯棒性、對擾動的系統(tǒng)響應等優(yōu)點的基礎上，利用其它控制方法來消除滑模變結構控制本身所固有的抖振，減小靜差，做到優(yōu)勢互補。目前，與滑?？刂葡嘟Y合應用于PMSM控制系統(tǒng)的

96、控制策略主要有：神經網絡控制、PID控制、模糊控制等【43】。</p><p>　　本文采用滑模變結構與PI的組合速度環(huán)控制器，兩調節(jié)器互相取長補短，在誤差信號較小時，將變結構控制轉變?yōu)镻I調節(jié)器控制，使控制系統(tǒng)實現(xiàn)無超調、無靜差。</p><p>　　滑模變結構控制與PI組合控制器PMSM矢量控制的原理框圖如下圖示</p><p><b>　　3.3本章

97、小結</b></p><p>　　本章詳細介紹滑模變結構的基本原理，包括滑動等。并針對常規(guī)滑模變結構控制設計中的抖振問題進模變結構與PI的組合速度環(huán)控制器，以克服常規(guī)滑近的高頻顫動，提高穩(wěn)態(tài)精度。</p><p>　　第4章PMSM滑模變結構矢量控制系統(tǒng)的仿真研究</p><p>　　Matlab使用方便，且具有簡便的繪圖功能、強大的矩陣運算能力，人機界

98、面直觀，輸出結果可視化。廣泛應用于自動控制、圖像處理、信號分析、系統(tǒng)建模、優(yōu)化設計等領域【44】。為了準確地把一個復雜的控制系統(tǒng)模型輸入給計算機并對之進行分析與仿真，Mathwork公司提供了新的控制系統(tǒng)模型圖形輸入與仿真工具-Simulink，可視化的仿真環(huán)境Simulink可以對通信系統(tǒng)、非線性控制、電力系統(tǒng)等進行深入建模、仿真和研究。用戶進行仿真時很少需要編寫程序，只需要用鼠標完成拖拉等簡單的操作，就可以形象地建立起被研究系統(tǒng)的數(shù)

99、學模型并進行仿真【45】。</p><p>　　本章將根據(jù)前面提出的永磁同步電動機數(shù)學模型及矢量控制原理和空間電壓矢量脈寬調制( SVPWM)控制技術、滑模變結構控制等理論，運用Matlab建立了PMSM滑模變結構矢量控制系統(tǒng)的仿真模型，并給出了仿真波形，從而為系統(tǒng)實現(xiàn)奠定了理論基礎，以便從理論上指導下一步的帶機實驗。</p><p>　　4.1控制系統(tǒng)的仿真</p><

100、;p>　　永磁同步矢量控制系統(tǒng)結構框圖如圖4-1所示。系統(tǒng)采用轉速、電流雙閉環(huán)控制方式。速度環(huán)組合滑模控制器輸出怍為q軸參考電流iqref iqref和idref（idref=0）分別與經過坐標變換得到反饋電流iqf、idf比較得到dq軸電流偏差，分別通過dq軸電流環(huán)PI調節(jié)器，輸出uqref、udref，然后經Park逆變換得到uα，uβ進入SVPWM模塊，最后輸出6路PWM驅動信號，進而驅動PMSM。</p>&

101、lt;p>　　4.2坐標變換的仿真模塊</p><p>　　Clarke變換模塊的仿真模型如圖所示</p><p>　　Park變換其仿真模型如圖4-3所示。其變換公式如(2-7)式。Park逆變換模塊仿真模型如圖4-4所示，其變換公式如(2-8)式</p><p>　　4.3 SVPWM的仿真模塊</p><p>　　依照第二章第三節(jié)

102、所述SVPWM控制有如下實現(xiàn)過程：首先判斷參考電壓矢量所在扇區(qū)，其次計算相鄰參考電壓矢量的作用時間；然后判斷電壓矢量的作用順序，計算基本電壓矢量的作用時間。</p><p>　　4.3.1合成矢量所處扇區(qū)N的判 斷</p><p>　　已知期望輸出電壓uref，即可判斷出uref所在的扇區(qū)，其仿真模型如圖4-5所示。</p><p>　　4.3.2基本矢量作用時間計

103、算仿真模型</p><p>　　根據(jù)期望電壓uref值及其所在扇區(qū)可計算得到對應的相鄰兩個空間電壓矢量的作用時間，其具體仿真模型如圖4-6所示</p><p>　　4.3.3三相SVPWM波形的合成</p><p>　　當期望電壓uref所在扇區(qū)、對應的相鄰兩個空間電壓矢量的作用時間確定后，則可計算出每一相對應比較器的值。其模型如圖4-7、4-8所示。</p&

104、gt;<p>　　SVPWM整體模塊的仿真模型如圖4-9所示。 </p><p>　　4.4速度環(huán)滑模變結構組合控制器的仿真</p><p>　　速度環(huán)滑模變結構組合控制器模塊如圖4-10所示。包括滑模變結構控制器模塊VSS、PI控制器模塊。滑模變結構與PI控制器通過切換生成模塊進行組合控制，兩調節(jié)器互相取長補短，誤差較大時采用滑?？刂破骺刂啤Ｕ`差信號較小時，轉變?yōu)镻I調節(jié)器

105、控制。</p><p>　　其中滑模變結構控制如圖4-11示，圖中示參數(shù)c、k需要根據(jù)式(3-18)、(3-19)、(3-22)、(3-26)在仿真實驗中根據(jù)具體仿真效果來選取。</p><p>　　4.5 PMSM控制系統(tǒng)的仿真結果和波形分析</p><p>　　圖4-12是給定轉速l000r.min-1時，設定負載從0N-m突增至5N-m時的轉速、轉矩響應仿真波

106、形，圖4-13為對應的PMSM的ABC三相繞組電流仿真波形，圖4-14為對應的PMSM交軸電流iqf、直軸電流idf仿真波形。</p><p>　　從圖中可以看出，電機轉矩波形穩(wěn)定；三相繞組ABC電流波形正弦度好；直軸電流idf在零值上下較范圍地波動。在電機運行50ms后設定電機負載轉矩從0N-m突增至5N-m，此時電機轉速變化不大，電機轉矩在瞬間上升然后在較短時間內進入穩(wěn)定狀態(tài)，電流幅值增大，交軸電流iqf也相

107、應增大，直軸電流idf出現(xiàn)1ms的較大波動后即可恢復到之前的小幅度波動狀態(tài)。從以上分析可以得出結論，系統(tǒng)能夠快速起動，且PMSM的電流解耦程度良好，能夠實現(xiàn)控制idf在零值上下的較小范圍內波動的控制，較好地實現(xiàn)了矢量控制直軸電流id =0的控制方案。</p><p>　　圖4-15為給定速度l000r.min-1、負載在50ms處從3N-m突增至5N-m時空間電壓矢量調制波形，由圖中可看出系統(tǒng)輸出的SVPWM波形

108、光滑平穩(wěn)，且負載變化時也能快速響應，超調較小。</p><p>　　另外，為了驗證速度環(huán)滑模變結構控制與PI組合控制器的性能，對組合滑?？刂频膬?yōu)越性有一個具體的認識，本文特意將PI控制器，滑模變結構控制器和組合控制器的仿真波形列出進行比較，電機給定速度為l000r.min-1。</p><p>　　圖4-16為電機采用PI控制器時速度波形，由圖可以看出波形超調較大，但最后可穩(wěn)定至給定轉速。